Schwingverhalten von Treiber und Modul vermeiden

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Eine klassische Situation der Gegenkopplung

Der Millereffekt ist dem Grunde nach eine Gegenkopplung, denn mit einer stark fallenden Emitter-Kollektor-Spannung fließt ein Verschiebungsstrom vom Gate zum Kollektor. Der IGBT leitet dann etwas weniger, bis sich ein Gleichgewicht zwischen Gate- und Verschiebungsstrom einstellt, das als Millerplateau mit seiner charakteristischen Abflachung im Oszillogramm sichtbar wird. Der Verschiebungsstrom ist proportional zur Millerkapazität und der Kollektor-Emitter-Spannungsänderung du_CE/dt. Die Millerkapazität selbst weist allerdings eine starke Spannungsabhängigkeit auf: sie erreicht ein Minimum wenn U _CE gleich der Zwischenkreisspannung ist und ein Maximum wenn U_CE kleiner als die Gatespannung U_GE wird. Dies lässt sich sehr gut beobachten, wenn man den Verlauf des Plateaus mit dem Verlauf der Kollektor-Emitterspannung vergleicht.

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Solange nun die vom Treiber vorgegebene Schaltzeit deutlich größer als die Einschaltverzögerung des IGBTs bleibt, ist der Verschiebungsstrom moderat, das Millerplateau ist schön ausgeprägt und das System beinhaltet nur eine unkritische Diskrepanz zwischen Soll- und Istzustand. Bei zu agressivem Schalten kann sich hingegen kein stabiles Gleichgewicht mehr einstellen, denn das dadurch bedingte hohe du_CE/dt sorgt für einen ebenfalls hohen Verschiebungsstrom und damit einer zu schnellen Änderung des Gatepotentials, welches nicht schnell genug vom IGBT aufgrund seiner Latenzzeit ausgeregelt werden kann. Die Folge ist ein starkes Aufschwingen an Gate und Kollektor.

Im Versuch konnte bei einer Zwischenkreisspannung von 200 V problemlos eine Schwingamplitude von 28 V am Gate erzeugt werden. Wenn die anliegende Gate-Emitter-Spannung U_GE die Schwellspannung erreicht, beginnt der Strom von der Freilaufdiode allmählich auf den IGBT zu kommutieren. Diese Stromänderung ist Ursache für die an der Emitterinduktivität induzierte Spannung, welche der Treiberspannung U_A entgegenwirkt und die effektive Gate-Emitter-Spannung U_GE reduziert – eine klassische Gegenkopplung.

In Folge würde dann nach geläufiger Meinung aufgrund der reduzierten Leitfähigkeit des IGBTs das di/dt und mit ihm die Gegenkopplung verringert, sodass wiederum der Strom ansteigen kann und dies in Folge zu einer hochfrequenten Oszillation (des Stromes) führt. Diese Annahme ist nicht ganz richtig, denn tatsächlich wird nicht der Strom, sondern die Kollektor-Emitter-Spannung moduliert. Der Stromverlauf selbst ist sehr träge, seine Änderungsgeschwindigkeit mithin gering und die induzierte Spannung der Emitterinduktivität deshalb über einen weiten Bereich annähernd konstant.

Allerdings muss an dieser Stelle eine Fallunterscheidung getroffen werden: 1. die Schaltgeschwindigkeit des IGBT ist relativ gering, 2. die Schaltgeschwindigkeit des IGBT ist relativ hoch. Im ersten Fall wird der Strom vom Schaltverhalten des IGBTs moduliert, daraus resultieren die bekannten Kurven in welcher die Kollektor-Emitter-Spannung erst dann steil abfällt, wenn der gesamte Strom auf den IGBT kommutiert ist. Im zweiten Fall wird der maximale Stromanstieg von der Umgebung, d.h. den wirksamen Induktivitäten während der Kommutierung, bestimmt. Dieser besondere Fall erlaubt es dem IGBT schon vorzeitig in eine Teilsättigung zu gehen, was sich darin zeigt, dass die Kollektor-Emitterspannung bereits während des Stromanstieges signifikant abfällt (Bild 3).

Die während des Kommutierungsvorganges stattfindende Reduzierung der Kollektor-Emitter-Spannung lässt sich größtenteils auf parasitäre Induktivitäten im Pfad zurückführen, welche sich aus dem Verhältnis von Spannungsdifferenz von U_ZK und U_CE zur Stromsteilheit errechnen lässt. Bei hohen Schaltgeschwindigkeiten verliert sich diese charakteristische Abflachung des U_CE-Verlaufs.

Dramatisch ist die Situation beim Millereffekt

Die Anstiegsgeschwindigkeit des Stromes wird über einen weiten Bereich vom Gatevorwiderstand definiert. Kommutieren in einem späteren Schaltzyklus höhere Stromwerte auf den IGBT, verlängert sich das Zeitfenster entsprechend. Hinsichtlich des di_E/dt stellen sich mithin stabile Verhältnisse ein, woraus eine sich nur langsam ändernde Gegenkopplung folgt, die zwar die Ursache höherer Schaltverluste sein kann, jedoch zu keiner Schwingneigung führt. Dramatisch gestaltet sich allerdings die Situation beim Millereffekt, insbesondere bei hohen Spannungssteilheiten (9,8 kV/μs in Bild 3). Seiner Natur nach ist er eine Gegenkopplung, jedoch phasenverschoben um die Reaktionszeit des IGBTs.

Erfolgt die Anregung mit einer bestimmten Frequenz, kann die Gegenkopplung in eine Mitkopplung umschlagen – Resonanzfall! Dies zeigt sich in einer ausgeprägten Schwingneigung mit hohen Verschiebungsströmen (hier über 2 A). Erst nach einigen Zyklen endet das Schwingen, meist zum Zeitpunkt der maximal wirksamen emitterseitigen Gegenkopplung.

Die Emitterinduktivität speist Energie während eines hohen di_E/dt in den Treiberkreis ein. Der Verlauf des Energieeintrags ist kontinuierlich und vergleichsweise langsam, sodass es nicht zu einer Anregung des Treiberschwingkreises kommt. Der Millereffekt speist Energie in Form eines Verschiebungsstromes in den Treiberkreis ein. Die Höhe des Energieeintrags ist proportional zu du_CE/dt und zeitlich abrupt, also hochfrequent, was zu einer Anregung des Treiberschwingkreises führen kann.

Frequenzbestimmende Elemente des angekoppelten Treibers sind die parasitären Induktivitäten, sowie die Gate-Emitter-Kapazität C_GE (im Beispiel etwa 4 nF). Im geschilderten Versuch schwang sich das Gate mit einer Frequenz von ca.100 MHz auf, wobei das Zeitverhalten dieses primären, speisenden Schwingkreises wesentlich durch die Schaltverzögerung des IGBTs determiniert ist. Koppelelement zum sekundären Treiberschwingkreis ist die Gate-Kollektor-Kapazität.

Welche Maßnahmen sind nun zu treffen um das unerwünschte Schwingverhalten zu unterdrücken? Als erste Wahl wird man meist versuchen den Gatewiderstand zu vergrößern. Damit verlängert man zum einen die Schaltzeiten des IGBTs und zum anderen wird das System auf klassische Weise bedämpft. Die langsameren Schaltzeiten verringern wirksam den Verschiebungsstrom und die Anregungsenergie, nachteilig sind die dann höheren Schaltverluste.

Eine weitere gebräuchliche Alternative stellt die gezielte Verstimmung des sekundären Schwingkreises mit Hilfe einer zur Gate-Emitter-Kapazität parallelen Kapazität dar. Diese Maßnahme dämpft gleichzeitig den Millereffekt aufgrund des dann vorteilhafteren Kapazitätsverhältnisses. Gelegentlich schaltet man auch ein RC-Glied vor, sodass sich effektiv, zusammen mit integriertem Gatewiderstand und Gatekapazität, eine Konstellation eines RCRC-Gliedes ergibt, besser bekannt als zweistufiger Tiefpass. Bei übereinstimmender Grenzfrequenz jeweils beider Filterteile sinkt die Gesamtgrenzfrequenz auf den halben Wert des einzelnen Tiefpasses. In zahlreichen Fällen stellt dies einen recht brauchbaren Kompromiss dar, jedoch ebenfalls um den Preis langsamerer Schaltzeiten und höherer Verluste.

Was also tun? Wünschenswert ist ein vorteilhafter Impedanzverlauf des Treibers auch bei hohen Frequenzen. Verdrillte und möglichst kurze Zuleitungen zum Modul sind wirksame und meist kostengünstige Maßnahmen. Weiter ist ein geschicktes Verlegen der Leiterbahnen, also mindestens eine parallele Führung von Hilfsemitter- und Gateleitung, besser noch gestapelt in zwei benachbarten Layern, induktivitätsverringernd.

Sehr wichtig ist das Vorsehen impulsfester Kondensatoren an den Versorgungsanschlüssen der Gegentaktendstufe. Diese verringern den induktiven Einfluss der beiden Versorgungsleitungen hin zu den Endstufentransistoren. Nicht zuletzt sollte auch ein Augenmerk auf schnelle und niederohmige Endstufentransistoren gerichtet werden. Konsequent umgesetzt, kann ein künstlich verlangsamtes Schalten dann ebenso entfallen, wie aufwendige und teure Filtermaßnahmen.

* * Stefan Schuler ist Entwicklungsingenieur bei SEMIKRON in Nürnberg.

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