Stromversorgung Vielseitig und Wirkungsvoll

Der Baustein VIPer12A besitzt einen Current-Mode-PWM-Controller und einen High-Voltage-Power-MOSFET auf ein und dem selben Silizium. Typische Anwendungen dieses Chips sind etwa...

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Der Baustein VIPer12A besitzt einen Current-Mode-PWM-Controller und einen High-Voltage-Power-MOSFET auf ein und dem selben Silizium. Typische Anwendungen dieses Chips sind etwa Offline-Strom-versorgungen für Batterieladesysteme, Stand-by-Stromversorgungen in Monitoren und Fernsehgeräten oder Motorsteuerungen. In diesem Beitrag stehen zwei Buck-Schaltregler auf VIPer12A-Basis einem kapazitiven Wandler gegenüber. Um das Ergebnis vorwegzunehmen: beide Buck-Schaltregler sind hinsichtlich des Wirkungsgrades dem kapazitiven Wandler überlegen.

Im vorliegenden Artikel werden drei unterschiedliche Stromversorgungen mit jeweils zwei Ausgängen vorgestellt: ein passives kapazitives Netzwerk und zwei Versionen eines kostengünstigen Buck-Schaltreglers. Die beiden letztgenannten Lösungen basieren auf dem VIPer12A, einem Hochspannungs-Leistungs-MOSFET von STMicroelectronics, in dessen Halbleiter-Chip ein spezieller Current-Mode-PWM-Controller sowie eine Start-up-Schaltung nebst Schutzfunktionen integriert sind. Die betrachteten Wandler werden in Bezug auf die Ausgangsspannungsregelung, die Leistungsaufnahme und elektromagnetische Interferenzen jeweils bei gleicher Ausgangsleistung (rd. 0,6 W) verglichen.

Am Beitragende finden Sie einige Modifikationen am Buck-Schaltregler, mit denen sich die Ausgangsleistung bis auf 1,2 W anheben lässt. Die wichtigsten Kenndaten der Wandler sind eine Eingangsspannung von 185 bis 265 VAC, Ausgangsspannungen von 12 V (Vout1) mit 30 mA und 5 V (Vout2) mit 40 mA. Bild 1 (siehe Heftseite) zeigt die Schaltung des kapazitiven Wandlers. Kondensator C2 bringt die eingangsseitige Netzspannung auf ein für die Applikation geeignetes Niveau. R2 begrenzt den Einschalt-Stoßstrom der Kondensatoren.

Ein modifizierter Buck-Schaltregler (Tiefsetzsteller)

Die Spannung wird anschließend von der Diode D1 gleichgerichtet und mit-hilfe der Z-Dioden und der Elektrolyt-Kondensatoren geregelt. Die Werte der Ausgangskondensatoren C4 und C6 wurden so gewählt, dass die Welligkeit der Ausgangsspannung bei der gewählten Ausgangsleistung kleiner als 5% ist. Die betrachtete Schaltung, die auf dem modifizierten Buck-Schaltregler in Bild 3 (siehe Heftseite) basiert, liefert zwei Ausgangsspannungen mit entgegengesetzter Polarität, nämlich Vout1 = 12 V und Vout2 = –5 V. Die zweite Ausgangsspannung (Vout2) wird durch Aufladen von C2 durch den Freilaufstrom der Speicherdrossel erzeugt. Geregelt wird die Spannung am betreffenden Kondensator mit einer passend dimensionierten Z-Diode.

Der Leistungsschalter S wird mit einer hohen Frequenz getaktet, die resultierende Spannung mit einem aus L und C1 bestehenden LC-Filter gefiltert. In der standardmäßigen Buck-Topologie ist die Spannung an Knoten 1 von der Diode D geklemmt, was ein Abfließen des Stroms in der Speicherdrossel ermöglicht. In der angegebenen Lösung klemmt die Z-Diode DZ die Spannung auf VD + VZ, wobei VD die Durchlassspan- nung der Diode und VZ die Zener-Spannung ist. Mithilfe eines Kondensators zwischen der Anode der Z-Diode und Masse erhält man eine negative Ausgangsspannung.

Das Funktionsprinzip der Schaltung bringt es allerdings mit sich, dass der sekundäre Ausgang keinen höheren Strom liefern kann als der primäre. Wie Bild 2 (siehe Heftseite) veranschaulicht, lässt sich der Schaltzyklus in zwei Phasen gliedern. Geht man vom lückenden Betrieb (Dis- continuous Conduction Mode; DCM) aus, so versorgt die eingangsseitige Gleichspannung bei geschlossenem Schalter S die angeschlossene Last (Bild 2a - siehe Heftseite). Sobald S öffnet, fließt die in der Speicherdrossel gespeicherte Energie über die Diode D1 ab (Bild 2b), bis der daraus resultierende Strom null wird und der Ausgangskondensator C1 die Last versorgt.

Die Tatsache, dass der Freilaufstrom der Speicherdrossel über die Z-Diode fließt, hat keine Auswirkungen auf die grundlegende Funktionsweise des Wandlers, kann aber seinen Wirkungsgrad beeinflussen. Immerhin fließt der gesamte Freilaufstrom über die Dioden D1 und DZ, wenn an Vout2 keine Last liegt. Wenn der an Vout2 fließende Strom ansteigt, nimmt der Freilaufstrom einen anderen Weg und spaltet sich in zwei Teilströme auf. Die Verlustleistung in DZ geht hierdurch zurück, während der Wirkungsgrad entsprechend zunimmt. Bei gegebenem Ausgangsstrom Iout1 zeigt der Wandler somit ein besseres Verhalten, wenn am komplementären Ausgang eine Last liegt.

Um eine einwandfreie Funktion des Wandlers auch bei unbeschaltetem Ausgang VOUT1 zu gewährleisten, ist ein Ableitwiderstand erforderlich. Eine praktische Umsetzung dieser Schaltung zeigt Bild 4 (Schaltung a). Darin ist R1 der Ableitwiderstand. D3, C3 und C4 werden zum Erzeugen der nötigen Vorspannungen für den VIPer12A-Baustein benötigt, und L1, C1, D1 sowie C2 bilden das zur Einhaltung der EMI-Vorschriften erforderliche Eingangsfilter und R0 begrenzt der Einschalt-Stoßstrom der Kondensatoren. Infolge des Ableitwiderstands fällt in der Schaltung von Bild 4a (siehe Heftseite) ständig eine Verlustleistung ab, die sich wie folgt berechnen lässt: Als Abhilfe bietet es sich an, VOUT1 nicht auf Masse, sondern auf –5 V zu beziehen (Schaltplan b in Bild 4 - siehe Heftseite).

Der Spannungsabfall am Ableitwiderstand beträgt dann nur noch (VOUT1 – VOUT2) anstatt VOUT1. Gegenüber Schaltung a ist Schaltung b mit einigen zusätzlichen Bauelementen (R2, C5 und D4) versehen, und einige andere Bauteile haben abweichende Werte (R1, DZ1). Bestimmte Applikationen verlangen unter Umständen mehr Ausgangsleistung. Typische Werte sind beispielsweise 50 mA am 12-V-Ausgang und 100 mA am –5-V-Ausgang. Die hier vorgeschlagenen Buck-Schaltregler können diese Ströme liefern, wenn der Wert des Ableitwiderstands R1 variiert wird. Um die Regelung auch bei unbeschaltetem OUT1 aufrecht zu erhalten, muss die Relation mit folgender Formel überprüft werden.

Weil der Ausgangsstrom IOUT2 = 100 mA ist, kann für VR1/R1 120 mA eingesetzt werden, was folgenden Ausdruck ergibt: VR1/R1 < 12/R1 = 120 mA, also ist R1 = 100 ? für Schaltung a. Für Schaltung b ergibt sich mit VR1/R1 < 7/R1 = 120 mA, also ist R1 = 56 ?. R1 hat folglich gegenüber dem vorigen Fall einen niedrigeren Wert, was zu mehr Verlustleistung an diesem Ableitwiderstand führt. Würde man einen kapazitiven Wandler zur Bereitstellung einer so hohen Ausgangsleistung verwenden, so ginge dies nicht ohne große und teure X2-Kondensatoren. Mit Bezug auf Bild 1 (siehe Heftseite) können die Werte der Ausgangskondensatoren C4 und C6 mit folgender Gleichung berechnet werden: Darin entspricht IDz dem Strom, der in der Schaltung aus Bild 1 durch Dz1 oder Dz2 fließt, während T die Entladezeit des Kondensators ist. Setzt man als Frequenz der Eingangsspannung 60 Hz und für die maximale Welligkeit der Ausgangsspannung 5% an, ergibt sich mit vorheriger Gleichung: Bei IDz = 5 mA ergibt diese Formel: C4 = COUT1 > 1500 µF für IOUT1 = 50 mA, VOUT1 = 12 V und C6 = COUT2 > 7000 µF für IOUT2 = 100 mA, VOUT2 = –5V.

Ein Vergleich der Wirkungsgrade

Die am Ableitwiderstand abfallende Verlustleistung hat entscheidende Auswirkungen auf den Wirkungsgrad der modifizierten Buck-Schaltregler. Die Ausgangsleistung und die Verlustleistung an der Z-Diode Dz2 sind bei beiden Wandlern identisch. Der Vergleich zwischen den entsprechenden Schaltungen zeigt, das ist bei ist (darin sind nA und nB der Wirkungsgrad des Buck-Schaltreglers in Schaltung 4a und 4b; VR1A und VR1B die Spannung am Ableitwiderstand R1 in Schaltung 4a und 4b). Der Strom IDz2 durch Dz2 bei IDz2 = 30 mA und VR1A = 12 V sowie VR1B = 7 V ergibt folgende Gleichung: Es ist der Wirkungsgrad nB > nA wenn IOUT2 > 2,4 - IOUT1 – 30 ist. Darin sind IOUT1 und IOUT2 in mA angegeben. Als Ergebnis dieser Betrachtung lässt sich entnehmen, dass Schaltung b für beide Fälle geeignet ist, auch wenn bei geringerer Ausgangsleistung der Wirkungsgrad etwas geringer ist, nämlich um 3 bis 4%.

Francesco Gennaro und Mirko Sciortino sind Entwickler bei STMicroelectronics in Agrate bei Mailand/Italien.

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