Analogtipp Weitbereichs-Lichtsensor mit günstigem Rauschverhalten

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Precoplat Präzisions-Leiterplatten-Technik GmbH

In diesem Tipp stellen wir einen Weitbereichs-Lichtsensor vor, der einen 400-fachen Dynamikgewinn gegenüber einer herkömmlichen Transimpedanz-Verstärkerschaltung hat.

Detektoren zur linearen Umsetzung von Lichtleistung in Spannung bestehen meist aus Photodiode, Operationsverstärker und Gegenkopplungswiderstand R. Die Photodiode wirkt als Konstantstromquelle und liefert einen zur Lichtleistung proportionalen Strom i_ph. Der Widerstand R bestimmt die Verstärkung (Transimpedanz) der Baugruppe, also das Verhältnis von Ausgangsspannung und Photostrom.

Unter günstigen Bedingungen (kleinflächige Photodiode, niedrige Messfrequenzen und richtig gewählter Operationsverstärker) dominieren zwei Rauschmechanismen, während der Beitrag der Elektronik vernachlässigbar bleibt. Das thermische Rauschen von R, als Strom auf den Eingang bezogen, hat die Größe: i²_therm. = 4k*T*B/R (Gleichung 1) .

Bei Beleuchtung kommt das Schrotrauschen des Photostromes i_ph hinzu:

i²_schrot = 2e*i_ph*B (Gleichung 2).

Es bedeuten: k = Boltzmannkonstante, B = Messbandbreite, T = Temperatur [K], e = Elementarladung.

Beide Komponenten sind gleich groß, wenn die durch i_ph verursachte Spannung über R und somit die Ausgangsspannung den Wert

U = 2k*T/e (Gleichung 3)

annimmt, also ca. 50  mV bei Raumtemperatur. Dieser Wert ist unabhängig von R. Um das bestmögliche Signal-Rauschverhältnis (SNR) zu erzielen, sollte R daher so groß gewählt werden, dass das Ausgangssignal des Detektors deutlich oberhalb von 50 mV liegt.

Hierzu ist R oftmals umschaltbar ausgeführt und wird manuell oder durch automatische Bereichswahl der gerade eintreffenden Lichtintensität angepasst, z.B. in der Stufung 1:10:100:1000. Das Umschalten verursacht kurze Unterbrechungen der Messung. Diese Latenzzeiten und Datenverluste sind jedoch bei manchen Anwendungen unerwünscht bis inakzeptabel.

Verbesserung der Schaltung

Eine Verbesserung ist erreichbar durch die Schaltung in Bild 1, eine zur Verdeutlichung des Prinzips hinreichende Minimalversion. Der Strom i_ph von der kapazitätsarmen Silizium-Photodiode wird simultan von zwei separaten i/u-Wandlern mit sehr unterschiedlicher Transimpedanz (N1, R1 und N3, R2) verarbeitet. Die Signale beider Ausgänge sind von einem 2-kanaligen A/D-Wandler hoher Auflösung auszuwerten. Bei Dunkelheit und sehr geringer Beleuchtung (i_ph unterhalb von 0,5 nA) ist zunächst das thermische Rauschen von R1 die dominierende Rauschquelle. Helleres Licht lässt U1 weiter steigen, von 50 mV (siehe Gleichung 3) bis zur Vollaussteuerung von ca. +10 V, entsprechend einem Photostrom von 100 nA. In diesem Bereich überwiegt das Schrotrauschen von i_ph, und man arbeitet an der physikalischen Grenze, das SNR ist bestmöglich.

Der Betrag von U2 ist, gemäß R2/R1, 200-fach kleiner. Bis hierhin ist U1 auszuwerten, während U2 allenfalls zur Plausibilitätskontrolle nutzbar ist. Bei noch größerem Photostrom ist Ausgang 1 übersteuert und N1 ist nicht mehr imstande, über R1 die Kathode von D1 auf Massepotential zu halten. Sobald die Abweichung 5 bis 6 mV erreicht, geht der Ausgang des bis dahin inaktiven N2 ins Positive, D2 steuert durch und legt die Kathode von D1 auf –5,5 mV, also praktisch auf Masse.

Für den Bereich von i_ph = 100 nA bis 20 µA liefert nun Ausgang 2 gültige Messwerte, während Ausgang 1 in der Übersteuerung verharrt. Dank N2 und D2 arbeitet D1 immer im Kurzschlussbetrieb, wie es für hohe Linearität erforderlich ist. Die niedrige Kapazität von D1 gewährleistet minimale Verzerrungen von U2 bei raschen Änderungen der Lichtintensität in der Nähe der Umschaltschwelle von N2.

Durch die beschriebene zweikanalige Auswertung wird der Dynamikbereich um den Faktor 200 erhöht. Dieser Wert, festgelegt mit der Relation R1/R2, entspricht dem Quotienten aus maximaler Ausgangsspannung (hier ca. 10 V) und den 50 mV aus Gleichung 3. Beinahe für die gesamte Spanne des Photostromes 0,5 nA bis 20 µA ist das Schrotrauschen von i_ph die dominierende Rauschquelle. Reichlich zwei dekadische Messbereichs-Umschaltstufen können entfallen.

Wird die Schaltung mit dem spannungsfesteren Operationsverstärker des Typs OPA604 bestückt und aus U_b = ±24 V betrieben, dann ist die Verringerung von R2 auf 250 kΩ sinnvoll, und man kann ohne Bereichsumschaltung und Latenzzeiten bis zu 80 µA Photostrom verarbeiten. Der Dynamikgewinn wäre nun 400-fach gegenüber einer herkömmlichen Transimpedanz-Verstärkerschaltung mit demselben Operationsverstärker.

Eine noch darüber hinausgehende Steigerung auf bis zu 10000-fach höheren Dynamikbereich – was der Einsparung von vier dekadischen Messbereichs-Umschaltstufen entspricht – ist durch die Erweiterung der Schaltung nach Bild 1 auf drei simultan ausgewertete Signalausgänge möglich. Der maximal verarbeitbare Photostrom ist dann 1 mA. Die untere Messgrenze (SNR = 1 bei 3 kHz Bandbreite) wird durch das thermische Rauschen von R1 limitiert und beträgt 0,7 pA. Das sind insgesamt neun Größenordnungen messbarer Lichtleistung, ohne Bereichsumschaltung und ohne Latenzzeiten.

Hersteller relevanter Bauteile

D1 (Photodiode, Typ S5971 oder S5821-03): Hamamatsu (www.hamamatsu.com)

N1, N2, N3 (Operationsverstärker) Typ AD820: Analog Devices (www.analog.com) oder OPA627 bzw. OPA604: Texas Instruments (www.ti.com)

D2, D3 (Doppeldiode BAV199): NXP Semiconductors (www.nxp.com)

* Michael Franke ist Inhaber der Elektronikmanufaktur Mahlsdorf bei Berlin.

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