Übertrager nach Maß Fünf Schritte zum Sperrwandler-Trafodesign

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MES Electronic Connect GmbH & Co. KG

Shanghai Yongming Electronic Co., Ltd.

Eines der zentralen Bauelemente beim Sperrwandler ist der Übertrager. Viele Entwickler scheuen sich davor, diesen selbst zu entwerfen, und konzentrieren sich auf den Schaltungsentwurf. Mit einem ersten grob entworfenen Übertrager können allerdings schon viele Optimierungen an der Schaltung vorgenommen und der Übertrager optimiert werden.

Vorbemerkung: Alle Gleichungen zum Artikel sind als PDF hinterlegt bzw. alternativ in der Bildergalerie zu finden. Sperrwandler gehören zu den am meisten eingesetzten Stromversorgungen im unteren Leistungsbereich. Bild 1 zeigt seinen prinzipiellen Schaltungsaufbau ohne die dazugehörige Regelung des Transistors (Schalter S1). Bei geschlossenem Schalter fließt auf der Primärseite ein linear ansteigender Strom.

Aufgrund der Polarität der Sekundärwicklung des Übertragers sperrt die Diode D1. Auf der Sekundärseite fließt kein Strom. Die primär eingespeiste Energie wird im Luftspalt des Übertragers gespeichert. Wird nun der Schalter geöffnet, so wechselt die Polarität an der Sekundärwicklung und die gespeicherte Energie fließt über die Diode D1 zur Last bzw. zum Ausgangskondensator.

Unterschieden werden zwei Betriebszustände: Der lückende Betrieb (Discontinuous Current Mode, DCM) und der nicht lückende Betrieb (Continuous Current Mode, CCM). Beim lückenden Betrieb geht der Sekundärstrom in jedem Schaltzyklus auf null zurück ehe S1 wieder geschlossen wird (Bild 2a). Aufgrund der Stromform spricht man vom Dreiecksbetrieb. Beim nicht lückenden Betrieb geht der Sekundärstrom nicht auf null zurück ehe S1 wieder geschlossen wird (Bild 2b). Dieser Betriebsmodus wird daher auch Trapezbetrieb genannt. Die auftretenden Ströme können aus den Ausgangsdaten des Übertragers berechnet werden (Gleichung (1) bis (7)). Im folgendem Beispiel wird ein Übertrager für einen Sperrwandler mit folgenden Parametern benötigt: Eingangsspannungsbereich Ui = 36 bis 57 V, Ausgangsspannung Uo = 5 V, Ausgangsstrom Io = 1,5 A, Schaltfrequenz f = 300 kHz, nicht lückender Betrieb.

1. Schritt: Übersetzungsverhältnis festlegen

Übersetzungsverhältnis und Tastverhältnis (Tein/T) bestimmen sich gegenseitig. Manchmal, z.B. bei Current-Mode-Regelung, ist von der Schaltung ein maximales Tastverhältnis vorgegeben. Dann kann es ab Tastverhältnissen über 50% zu Instabilitäten bei der Regelung kommen, den so genannten subharmonischen Oszillationen. Ein Kompensationsnetzwerk (Slope Compensation) kann diesen Instabilitäten entgegensteuern. Außerdem haben viele Ansteuer-ICs ein maximales Tastverhältnis, welches bei minimaler Eingangsspannung auftritt.

Beim Übersetzungsverhältnis gilt: Die übersetzte Sekundärspannung darf zusammen mit der Primärspannung die Sperrspannung des Schalttransistors (z.B. MOSFETS) nicht übersteigen. Gleichung (8) gibt den Zusammenhang zwischen Schaltzeiten und Übersetzungsverhältnis. Gleichung (9) beschreibt die Beziehung zwischen Übersetzungsverhältnis und Tastverhältnis. Um sicher zu gehen, dass es bei der Regelung nicht zu Instabilitäten kommt, beträgt in diesem Beispiel das maximale Tastverhältnis 0,4. Nach Berechnung des Übersetzungsverhältnisses (10) und der minimalen Sperrspannung des MOSFETS (11), ergibt sich eine UDS von 80,94 V, d.h. der MOSFET sollte eine Sperrspannung von min. 100 V aufweisen.

2. Schritt: Induktivität festlegen

Die Induktivität definiert die Stromwelligkeit des Sperrwandlers. Eine niedrige Induktivität bedeutet eine hohe Stromwelligkeit (Ripple), welche die übrigen Komponenten belastet. Zudem bewirkt ein großer Ripple auch höhere Kernverluste. Bei einer kleineren Windungszahl reduzieren sich jedoch die Kupferverluste. Im Gegensatz dazu geht bei höherer Induktivität die Stromwelligkeit nach unten und die höheren Windungszahlen verursachen höhere Kupferverluste.

Um die minimale Induktivität zu berechnen, können mehrere Kriterien angewendet werden. Beispielsweise kann festgelegt werden, dass der Wandler bei einer minimalen Ausgangsleistung nicht in den lückenden Betrieb übergehen soll. In diesem Fall darf der primäre Ripple-Strom maximal doppelt so groß sein wie der primäre Durchschnittsstrom bei minimaler Last (12). Die minimale Primärinduktivität ergibt sich aus Gleichung (13). Dieses Kriterium zur Bestimmung der Induktivität wird häufig verwendet, wenn der Wandler die meiste Zeit bei geringer Last arbeitet.

In den meisten Fällen legt ein maximaler Wert für die sekundäre Stromwelligkeit bei Nennstrom die Induktivität fest. Dies begrenzt die Größe des Ausgangskondensators. Typischerweise sollte der Ripple-Strom zwischen 20 und 30% des durchschnittlichen Ausgangsstroms liegen (14).

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