A/D-Wandler Warum man die Datenblattwerte von A/D-Wandlern nie erreicht

Ist der A/D-Wandler in Ihrer Schaltung so gut, wie er laut Datenblatt sein soll? Wahrscheinlich nicht. Wir zeigen, welche Punkte Sie beachten müssen, um die optimale Leistungsfähigkeit zu realisieren.

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Bei der Charakterisierung eines Bauteils werden alle Parameter, die letztendlich im Datenblatt zu finden sind, vermessen. Hersteller von Highspeed-A/D-Wandlern setzen Berge in Bewegung, um die besten Werte für SNR (Signal-Rausch-Verhältnis) und SFDR (störungfreier Dynamikbereich) im Labor und beim Test für ihre Datenwandler zu erzielen. Dabei handelt es sich um eine Art Wettrüsten zwischen den Herstellern, bei dem es nur um die besten Zahlen im Datenblatt geht.

Diese werden wahrscheinlich in keinem realen System erreicht und man kann als Entwickler nur hoffen, dass man nicht mehr vom Dynamikbereich verliert als absolut notwendig ist. In diesem Artikel wird die ungewöhnliche Testumgebung beschrieben, in der A/D-Wandler charakterisiert werden, und welche Punkte man beachten sollte, um die wesentlichen Möglichkeiten auszuschöpfen.

Beste Ergebisse für SNR und SFDR im Labor

Die verschiedenen Hersteller von Highspeed-A/D-Wandlern haben ziemlich ähnliche Methoden für die Bauteil-Charakterisierung entwickelt. Die meisten orientieren sich an Single- oder Multi-Tone-FFT (Fast Fourier Transform, dt. schnelle Fourier-Transformation), wobei sich das Ergebnis in wenigen Zahlen ausdrücken lässt: SNR (Signal to Noise Ratio, dt. Signal-Rausch-Verhältnis), HD (Harmonic Distortion, dt. harmonische Verzerrungen), SFDR (Spurious Free Dynamic Range, dt. störungfreier Dynamikbereich) und ENOB (Equivalent Number of Bits, dt. effektive Bitanzahl) sind sehr typische Parameter. In unzähligen Literaturquellen werden die Hintergründe detailliert beschrieben. Um zum Beispiel den besten SNR-Wert für einen A/D-Wandler zu erzielen, benötigt man typischerweise

• eine Signal- und Taktquelle mit extrem niedrigem Phasenrauschen und

• ein Taktsignal mit großer Amplitude, um möglichst schnell über die Schwelle für das Sampling zu kommen.

• Oft steht das Taktsignal in einer festen Phasenlage zum Eingangssignal und es wird eine ganzzahlige Anzahl von Zyklen des Eingangssignals abgetastet – dadurch kann man auf das „Windowing“ bei der FFT verzichten und verringert, aber eliminiert nicht, Verluste im Spektrum.

• Eine sehr niedrige Quellenimpedanz, aus der das Signal in den A/D-Wandler getrieben wird. Das verringert das Widerstandsrauschen der Quelle und verbessert meist das SNR ungepufferter ADC-Eingänge.

In Wahrheit gibt es noch weitere Punkte. Schaut man sich ein typisches Board für die Charakterisierung eines A/D-Wandlers an, dann benutzen die meisten Hersteller Varianten der Methode mit zwei Eingangsübertragern. Ein Beispiel zeigt Bild 1, bei dem der Eingangspegel für einen 250-MSample/s-ADC mit 16 Bit (ISLA216P25) angepasst wird.

Auf dem Board befinden sich zwei Widerstände mit Werten von 13,7 Ω an der Stelle, wo im Schaltplan L5 und L6 gezeigt werden. Mit dem Wicklungsverhältnis von 1,41:1 von T5 wird der Eingang mit ziemlich genau den erwünschten 50 Ω abgeschlossen, wenn der Eingangswiderstand des ADC parallel zu der gesamten Shunt-Impedanz von 27,4 Ω liegt.

Während dies hilfreich ist, um eine niedrige Treiberimpedanz zu bekommen (12,5 Ω || 13,7 Ω = 6,5 Ω auf beiden Seiten), braucht man nun ein entsprechend größeres Eingangssignal, um den Vollausschlagswert (FS) zu erreichen. Bei diesem A/D-Wandler mit 2 V_ss FS ergeben sich mit der Dämpfung von 3 dB, den Einfügedämpfungen der Übertrager und dem Wicklungsverhältnis nun 17 dBm an J3 (entspricht 4,5 V_ss). Auf diesem Weg konnte mit dem ISLA215P25 ein SNR-Wert für ein Eingangssignal von 105 MHz von 74,5 dBFS erzielt werden. Nicht zu vergessen sei hier, dass man entsprechend hochgenaue Messgeräte benötigt, um die jeweiligen Werte für den A/D-Wandler zu erzielen.

Der passive Schaltkreis in Bild 1 hat eine sehr hohe Bandbreite. Schaut man sich die Daten der Übertrager an, kommt man auf einen –3-dB-Bereich von 10 MHz bis >1 GHz. Würde man bei einer so großen analogen Bandbreite nicht weitaus mehr Rauschen an den Eingangs-Pins integrieren und somit einen schlechteren SNR-Wert bekommen?

Das würde man. Deshalb benutzen alle ADC-Hersteller ein schmalbandiges Bandpassfilter für diese Messung. Direkt vor J3 in Bild 1 geht das Signal durch ein Filter, wie es in Bild 2 gezeigt wird. Dieses einstellbare Bandpassfilter ist extrem effektiv (und teuer) beim Einschränken des Spektrums an J3, um bei Single-Tone-Messungen das integrierte Rauschen niedrig zu halten und kleine Verzerrungen zu eliminieren.

In diesem Bild wird das untere Filter für den Signalpfad und das obere für den Takt benutzt. Beide sind essenziell, um die besten SNR-Werte für einen Hochleistungs-A/D-Wandler im Labor zu erzielen. Aber ihr Einsatz in einem realen System ist unrealistisch. Diese Filter geben nur ein sehr schmales Spektrum von 5% der Mittenfrequenz an die A/D-Wandler weiter.

Es ist für den Entwickler vielleicht noch akzeptabel, die Charakterisierung mit einem mit <5 MHz Breite gefilterten Signal durchzuführen. Problematischer ist jedoch, dass die meisten realen Systeme mit einem viel größeren Anteil des verfügbaren Nyquist-Bands (Fs/2) zurechtkommen müssen.

Entsprechend bekommt man bei einem breiteren Eingangsspektrum auch mehr integriertes Rauschen am ADC-Eingang als während der Charakterisierung. Folglich muss der SNR-Wert in einem realen System niedriger sein als der im Datenblatt des A/D-Wandlers angegebene.

Annäherung an die Leistungsfähigkeit des A/D-Wandlers

Eine weitere wichtige Spezifikation ist die des zu erreichenden SFDR in der FFT. Zu den einzelnen harmonischen Verzerrungen, die am Eingang des A/D-Wandlers anliegen, kommen noch die durch den ADC selbst generierten hin-zu. Wenn man also einen im Labor gemessenen Wert von –85 dBc für den A/D-Wandler hat und das Eingangssignal auch bei –85 dBc liegt, dann sollte die FFT –79 dBc liefern.

• Um ein minimal geringeren SFDR-Wert als im Datenblatt des A/D-Wandlers zu erreichen (die Messung des SFDR erfolgte bei der Charakterisierung mit einem extreme sauberen Signal durch die Filter in Bild 2), sollten die Verzerrungen des Eingangssignals vielleicht noch –20 dBc unter dem Datenblattwert des ADC liegen.

• Für eine extrem hohe Linearität (kleine Verzerrungen) braucht man einen sehr hohen Ruhestrom in der letzten Verstärkerstufe und/oder einen sehr hohen Verstärkungsfaktor in dieser Stufe in dem in Betracht kommenden Frequenzband. Damit man ein einsprechend verzerrungsarmes Signal zur Verfügung stellen kann, muss die Bandbreite der letzten Verstärkerstufe weit über der des zu messenden Signals liegen.

• Dies wiederum bedingt eine Filterstufe, die die Bandbreite der Rauschleistung beschränkt, damit das SNR nicht zu stark durch das breitbandige Rauschen dieses Verstärkers leidet. Dieses passive Filter zwischen der letzten Verstärkerstufe und dem Eingang des A/D-Wandlers hat einen wesentlichen Anteil an der Leistungsfähigkeit des gesamten Systems. Bei der Entwicklung sollte man deshalb auf folgende Punkte achten:

• Minimale Einfügedämpfung – Die Testschaltung in Bild 1 hat eine Dämpfung von 7 dB zwischen J3 und dem A/D-Wandler, während man 1,5 bis 2,5 dB anstreben sollte, damit die erforderliche Amplitude am Ausgang des letzten Verstärkers nur unwesentlich höher als der gewünschte Eingangsbereich des A/D-Wandlers ist.

• Relativ kleine Impedanzen, um möglichst geringes Widerstandsrauschen zu generieren und dem A/D-Wandler eine Quelle mit geringem Innenwiderstand zu bieten.

• Dadurch ergibt sich aber ein Konflikt mit dem eigentlichen Ziel, am Ausgang des Verstärkers ein Filter mit hoher Impedanz zu platzieren, damit man nicht durch eine zu hohe Belastung der letzten Filterstufe noch zusätzlich weitere Verzerrungen verursacht.

• Die Eingangsimpedanz des A/D-Wandlers muss Teil des Filters sein. Leider findet man dazu meist keine Toleranzangaben. Deswegen sollten die externen Bauteile die dominierenden Werte bei Filterberechnung haben.

• Toleranzen beachten. Unterschiede zwischen den jeweils längs im Signalpfad liegenden Bauteilen in differenziellen Filtern wandeln einen Teil des differenziellen Ausgangssignals in ein Gleichtaktsignal um (und umgekehrt wird ein Gleichtaktsignal zum Teil in ein differenzielles Signal transformiert). Dies gilt für die längs liegenden Elemente. Für die differenziellen Kondensatoren kann man eine Toleranz von 5% erlauben, während man für gute Ergebnisse Widerstände mit Toleranzen von 1% und Induktivitäten mit Toleranzen von 2% nehmen sollte.

Offensichtlich muss man hier Kompromisse eingehen und die optimalen Parameter lassen sich oft nur empirisch ermitteln. Ein detailiertes Beispiel, wie man ein um nur 0,6 dB schlechteres SNR im Vergleich zum Datenbaltt mit einem 12 Bit A/D-Wandler mit 500 MSample/s bei einem (je nach Frequenz) um –1 bis –6 dBc geringerem SFDR erreicht, zeigt das Eval-Board IS-LA112P50/ISL55210EV1Z (Bild 3).

Werte im Datenblatt sind als Idealwerte zu verstehen

Die im Datenblatt eines Highspeed-A/D-Wandlern spezifizierten Daten sollte man als ideales Ergebnis unter den bestmöglichen Testbedingungen verstehen. In den meisten Systemen kann man das Eingangssignal nicht in einem bestimmten Verhältnis zum Takt abtasten, man hat keine extrem schmalban-digen Bandpassfilter oder Filter mit hoher Einfügedämpfung direkt am Eingang des A/D-Wandlers.

Wenn man akzeptiert, dass die Datenblattwerte nicht erreichbar sind, dann ist es Aufgabe des Entwicklers, so nahe wie möglich an sie heran zu kommen. Hier wird man wahrscheinlich mehrere Schleifen bei der endgültigen Bestimmung der Bauteilewerte für die letzte Filterstufe vor dem ADC-Eingang drehen müssen, um den bestmöglichen Kompromiss zu finden. //KR

* * Michael Steffes ist Senior Application Manager High Speed Signal Path bei Intersil in Milpitas, USA.

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