Mildhybrid-Fahrzeuge Störungsarme Elektrifizierung mit 48-Volt-Kfz-Bordnetzen

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In Mildhybrid-Fahrzeugen sind 12-V- und 48-V-Bordnetz über einen DC/DC-Wandler verbunden. Worauf es bei der Auswahl eines geeineten Leistungsreglers ankommt, erfahren Sie in diesem Beitrag.

Die heutigen Vorschriften für den Schadstoffausstoß treiben die Forderung nach effizienteren Kraftfahrzeugen voran. Allein durch die Elektrifizierung von immer mehr Funktionen können Automobilhersteller dafür sorgen, dass die Autos umweltfreundlicher werden. Voraussetzung hierfür ist aber, dass die 12-V-Bordnetze für größere Leistungen ertüchtigt werden, ohne dass dies zulasten der Systemeffizienz oder der Kosten geht.

Ausstattung mit einem zweigeteilten Bordnetz

Eine Lösung für die Automobilhersteller, die Fahrzeuge umweltfreundlicher zu machen, ist die Ausstattung mit einem zweigeteilten Bordnetz, wie man es bei Mildhybrid-Fahrzeugen (mHEVs) macht. In einem mHEV ist einerseits eine 12-V-Batterie verbaut, um die Kompatibilität zu den bisherigen Systemen zu wahren, aber zusätzlich ist ein 48-V-Akku in Lithium-Ionen-Technik vorhanden, um leistungsstärkere Verbraucher wie den Starter-Generator zu betreiben (Bild 1). Ein integrierter Starter-Generator (ISG) konventioneller Bauart kommt allerdings wegen der ineffizienten Leistungsübertragung zwischen seinem Keilriemen und dem Antriebsstrang des Autos auf weniger als 15 kW Leistung. Neuere ISB-Bauarten dagegen zeichnen sich durch mehr Effizienz aus, und parallele Architekturen (P2/P3/P4) kommen auf bis zu 20 kW, wodurch der CO₂-Ausstoß um etwa 15 Prozent sinkt [1].

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Aufgrund des zunehmenden Leistungsbedarfs der Starter-Generator-Systeme im mHEVs setzen Entwickler mehr und mehr auf 48-V-Batterien. P2/P3/P4-Starter-Generatoren können mehr Leistung zum Antrieb von Hilfsfunktionen liefern, und ein mit 48 V betriebener Starter-Generator ermöglicht mehr Ausgangsleistung bei reduzierter Stromstärke. Niedrigere Ströme wiederum erlauben die Verwendung geringerer Leiterquerschnitte in der Verkabelung des Fahrzeugs, die insgesamt eine Länge von vier Kilometern erreichen kann [2]. Neben einer erheblichen Gewichtsreduzierung verbessert dies den Wirkungsgrad des Autos, verbessert und senkt die Systemkosten.

Die 48-V-Batterie als Reserve-Stromquelle

Abgesehen von der Versorgung des Antriebsstrangs fungiert die 48-V-Batterie auch als Reserve-Stromquelle für die mit 12 V betriebenen Funktionen. Dabei erzeugt ein Gleichspannungsregler die redundante 12-V-Versorgungsspannung aus der 48-V-Batterie. Angesichts der Einfachheit der Abwärtsregler können diese als unkomplizierte Bias-Stromversorgung für die Gatetreiber der MOSFETs dienen. Ein 1-A-Abwärtswandler etwa kann problemlos den von einer Bias-Stromversorgung verlangten Laststrom von 500 mA liefern. Der LM5164-Q1 wird dieser Anforderung ebenso gerecht wie der typischen Forderung der ISO-Norm 21780 nach Beständigkeit gegen Transienten bis 70 V.

Wichtig ist ebenfalls die elektromagnetische Verträglichkeit (EMV) des Abwärtsreglers, da die 48-V-Subsysteme Konformitätsprüfungen gemäß CISPR 25 Klasse 5 (Comité International Spécial des Perturbations Radioélectriques) absolvieren müssen.

EMI-Probleme bei dualen 12-V/48-V-Bordnetzen

Die grundlegenden Prinzipien der Eindämmung von elektromagnetischen Störgrößen (EMI) gelten sowohl für 12-V- als auch für 48-V-Abwärtsregler. Tatsache ist, dass der lückende Eingangsstrom und der Spannungsverlauf am Schaltknoten unweigerlich zur Entstehung elektromagnetischer Störgrößen führen, sodass es bei Abwärtswandlern zu EMV-Problemen kommen kann, wenn beim Design des Eingangsfilters oder des Leiterplattenlayouts Fehler gemacht wurden. Ein günstiger Umstand ist, dass die gleiche Ausgangsleistung bei 48 V mit einem geringeren Strom erreicht wird, was die leitungsgeführten (differenziellen) Störgrößen verringert. Somit muss aber den Schaltflanken als zweite wichtige EMI-Ursache die meiste Aufmerksamkeit gewidmet werden. Die größere Amplitude dieser Flanken führen zu stärkeren Störungen.

Wie aus Bild 2a zu entnehmen ist, haben die Schaltvorgänge im Regler einen trapezförmigen Verlauf mit einer Magnitude, die der Eingangsspannung entspricht. Der Einfachheit halber sei angenommen, dass die Steilheit der Flanken identisch ist, sodass die Amplitude der Fourier-Koeffizienten dieses Signalverlaufs direkt proportional zu ihrer Magnitude ist. Die Obergrenze der Hüllkurve (bei DC) beim Übergang von V_IN = 12 V zu V_IN = 48 V würde einer Zunahme um 12 dB entsprechen (Bild 2b).

Strengere Grenzwerte der CISPR 25 Klasse 5 bei höheren Frequenzen

Die Zunahme der Amplitude des Spannungsverlaufs am Schaltknoten führt zur Präsenz von mehr Energie bei höheren Frequenzen, wo auch die Grenzwerte der Norm CISPR 25 Klasse 5 strenger werden. Diese bei hohen Frequenzen angesiedelte Energie wird umso problematischer, je steiler die Schaltflanken werden. Während steilere Flanken die Schaltverluste in einem Regler verringern, erhöht sich im Gegenzug das Störaufkommen, was an der Lage der Anstiegszeit-Polstelle (SW Rise-Time Pole) in Bild 2 deutlich wird. Die trapezförmig verlaufende Spektral-Hüllkurve fällt an dieser Polstelle mit einer Rate von –40 dB/Dekade ab. Eine höher angesiedelte Polstelle (die einer kürzeren Anstiegszeit entspricht) führt zu einem größeren Energiegehalt bei hohen Frequenzen.

Nicht vergessen werden darf die Tatsache, dass der Schaltknoten Störaussendungen erzeugen kann und dass eine große Kupferfläche (einschließlich der Induktivität) die Störaussendungen verstärkt – speziell bei 48 V Eingangsspannung. Deutlich wird diese Zunahme in der Darstellung der leitungsgeführten Störaussendungen des Reglers im Frequenzbereich von 30 bis 108 MHz. Bild 3 zeigt einen Vergleich der EMI-Eigenschaften bei einer Eingangsspannung von 24 bzw. 48 V.

Der Welligkeitsstrom der Induktivität sollte im Idealfall zwischen 30 und 40 Prozent des Laststroms ausmachen, um für geringe Kernverluste und eine niedrige Ausgangswelligkeit zu sorgen. Berechnen lässt sich der Welligkeitsstrom mit der folgenden Formel:

∆I_L = (V_in – V_out) ^. D/f_s^. L.

Wann eine größere Spule nötig ist

Je weiter die Eingangs- die und Ausgangsspannung differieren, umso mehr Induktivität wird benötigt, sodass eine Spule mit größeren mechanischen Abmessungen erforderlich ist. Der Welligkeitsstrom der Induktivität sollte bei einer 500-mA-Bias-Stromversorgung auf 150 mA begrenzt werden. Ein mit 400 kHz Schaltfrequenz arbeitender Wandler zur Umwandlung von 12 in 5 V benötigt in diesem Fall eine Induktivität mit 47 µH, während ein Wandler von 48 auf 12 V eine Induktivität mit 150 µH erfordert. Wird eine ähnliche Leistung verlangt, muss die Spule deutlich größer sein, was zu erheblich mehr Störaussendungen führt.

Die Umwandlung von 48 in 12 V verlangt nach einer niedrigeren Schaltfrequenz (unterhalb des AM-Bands, also beispielsweise 400 kHz), damit die minimale Einschaltzeit nicht unterschritten wird. Diese minimale Einschaltzeit des Reglers ist durch die Spezifikationen des jeweiligen IC vorgegeben. Üblicherweise handelt es sich hierbei um die Zeitspanne, die der Regler zum korrekten Erfassen des Spulenstroms benötigt. Bei einer niedriger angesetzten Schaltfrequenz nehmen auch die Abmessungen des Ausgangsfilters zu, denn die erforderlichen Induktivitäts- und Kapazitätswerte müssen größer sein, um für Stabilität und eine ausreichende Leistungsfähigkeit zu sorgen. Aufgrund seiner Größe erzeugt ein solcher Ausgangsfilter zwangsläufig mehr Störaussendungen.

Die am Schaltknoten entstehenden Störgrößen werden auf kapazitivem Weg in die Eingangsleitungen eines 12-V-Bordnetzes gekoppelt. Das zweigeteilte Bordnetz eines mHEV verlangt, dass nach getrennten Massen für die 48-V-Quelle (KL41) und die 12-V-Quelle (KL31) [4]. Das Chassis ist mit KL31 verbunden und nimmt die Störaussendungen des Schaltknotens auf, was wiederum möglicherweise zu zusätzlichen abgestrahlten Störgrößen (Gleichtaktstörungen) führt. Dies aber muss unbedingt unterbunden werden, da das mit 48 V betriebene Subsystem sonst nicht der Norm CISPR 25 Klasse 5 entspricht.

Gleichtaktstörungen von 48-V-Abwärtsreglern unterdrücken

Die steilen Flanken am Schaltknoten erzeugen Störgrößen, die oberhalb von 30 MHz angesiedelt sind, bis in das FM-Band reichen und somit eine Herausforderung für die Konformitätsprüfungen darstellen. Durch den Einsatz geeigneter Entstörtechniken lässt sich jedoch erreichen, dass das Design dennoch die Grenzwerte gemäß CISPR 25 Klasse 5 einhält.

Die dreieckförmige Spread-Spectrum-Modulation

Störungsarme Leistungsregler für Automotive-Anwendungen arbeiten mit der Spread-Spectrum-Technik. Durch Modulieren der Schaltfrequenz wird die Energie der Störgrößen hier also auf ein breiteres Spektrum verteilt. Geeignet hierfür ist unter anderem die dreieckförmige Spread-Spectrum-Modulation (Triangular Spread-Spectrum, TRSS). Die TRSS-Technik ist für das Verteilen der Energie bei niedrigeren Frequenzen optimiert. Die Frequenz der TRSS-Modulation liegt nahe an der 9 kHz betragenden Auflösungsbandbreite des Filters, der für die Tests gemäß CISPR 25 Klasse 5 auf leitungsgeführte Störgrößen im Bereich von 150 kHz bis 30 MHz benutzt wird. In höheren Frequenzbereichen ist das TRSS-Verfahren dagegen weniger effektiv, jedoch können PRSS-Techniken (Pseudo-Random Spread-Spectrum) die Mängel der TRSS-Technik kompensieren. Da die meisten EMI-Probleme bei höheren Frequenzen (d. h. im FM-Band) entstehen, kann die PRSS-Technik bei einer Frequenz arbeiten, die besser für Tests gemäß CISPR 25 Klasse 5 im Bereich von 30 bis 108 MHz geeignet ist. So lässt sich eine effektive Modulationsfrequenz wählen, die breitbandiger ist und sich mit PRSS besser für ein Filter mit höherer Auflösungsbandbreite (120 kHz) eignet.

Dual Random Spread-Spectrum

Die DRSS-Technik (Dual Random Spread-Spectrum) ist die neueste Variante der Spread-Spectrum-Modulation im Angebot von Texas Instruments. Da bei der DRSS-Technik ein zyklusweises, pseudo-zufälliges Dithering auf die niederfrequente, dreieckförmig modulierte Wellenform aufgesetzt wird, kombiniert sie die besten Eigenschaften des TRSS- und des PRSS-Verfahrens. Diese Modulationstechnik entschärft die Anforderungen an die Filter-Auflösungsbandbreite für die nieder- und hochfrequenten Messungen für CISPR 25 Klasse 5.

In störungsarmen Leistungsreglern werden viele dieser Spread-Spectrum-Techniken verwendet. Tatsächlich besitzen zahlreiche 100-V-Regler (Bild 4) einen SYNCIN-Pin zum Anlegen eines externen Taktsignals, das sich mit einer der beschriebenen Spread-Spectrum-Techniken modulieren lässt, sowie einen zusätzlichen SYNCOUT-Anschluss zum Weiterführen des externen Taktsignals. Durch das Synchronisieren von Designs mit mehreren Reglern lässt sich auf jeden Fall das Entstehen von Schwebungen vermeiden, die durch geringfügige Unterschiede zwischen den Schaltfrequenzen hervorgerufen werden.

Wenn die Fahrassistenzsysteme (Advanced Driver Assistance Systems, ADAS) immer weiter entwickelt werden und mehr Rechenleistung und/oder immer mehr Sensoren erfordern, kann es sein, dass die Systemdesigns den 48-V/12-V-Reglern noch mehr Leistung abverlangen. Das Parallelschalten mehrerer Regler mithilfe von SYNCIN und SYNCOUT erleichtert das Aufstocken der Leistung zusätzlich zur Welligkeits-Kompensation. Der um 180° phasenversetzte SYNCOUT-Pin des LM5146-Q1 sorgt durch Welligkeits-Kompensation für ein niedriges Störaufkommen, sodass ein standardkonformes, für hohe Ströme geeignetes Design mit mehreren Ausgängen für das 48-V-Bordnetz realisiert werden kann. Der vielseitige LM5146-Q1 empfiehlt sich deshalb als modulare Stromversorgung zur Realisierung wiederverwendbarer Designs für die ständig weiterentwickelten ADAS-Plattformen.

Bei niedriger Schaltfrequenz kleinem Strombedarf ist ein sehr verlustarmer Wandler möglich

Wegen der hohen Flankensteilheit der Schaltspannung erstreckt sich das Diagramm der spektralen Leistungsdichte bis in das FM-Band. Die Umwandlung von 48 V in 12 V aber erfordert einen unterhalb des AM-Bands (400 kHz) arbeitenden Wandler. Die „niedrige“ Schaltfrequenz in Verbindung mit dem unter 1 A liegenden Strombedarf der Bias-Stromversorgung für den Starter-Generator lässt das Design eines sehr verlustarmen Wandlers zu. Der verbesserte Wirkungsgrad wiederum gestattet die Verwendung weniger steiler Schaltflanken, um das Störaufkommen zu senken, wie es für ein normkonformes Design tatsächlich notwendig sein kann.

Eine Methode, die Schaltflanken weniger steil zu machen, besteht darin, die Anstiegszeit der MOSFET-Gatespannung zu verlängern, indem ein Widerstand mit dem Boot-Kondensator (C_BST in Bild 4) in Reihe geschaltet wird. Das langsamere Einschalten des MOSFET bewirkt, dass die Polstelle zu einer niedrigeren Frequenz wandert. Bild 5 veranschaulicht, wie mit dieser Methode eine Reduzierung um 20 dB erreicht werden kann, indem die Spannung am Schaltknoten um 100 Prozent langsamer ansteigt als normalerweise vorgegeben.

In Leistungsreglern werden immer mehr Entstörtechniken eingesetzt, um der zunehmenden Forderung nach einem Betrieb mit hohen Schaltfrequenzen, nach Steigerung der Leistungsdichte und nach Einhaltung immer strengerer EMI-Vorschriften nachzukommen. Leider machen es diese Anforderungen oftmals notwendig, zusätzlich zu den Entstörtechniken auf der IC-Ebene weitere Filtermaßnahmen zu ergreifen.

Wie Sie einen störungsarmen Leistungsregler finden

Vor der Wahl eines Leistungsreglers für eine 48-V-Anwendung kommt es darauf an, den Einfluss der höheren Eingangsspannung auf das EMI-Aufkommen zu untersuchen. Wichtig ist es ferner, einen Leistungsregler mit mehreren Features zur EMI-Eindämmung zu wählen, um die zusätzlichen Störaussendungen infolge der höheren Eingangsspannung zu verringern. Auch bei Verwendung eines störungsarmen Reglers aber empfiehlt es sich, störungsreduzierende Layoutpraktiken anzuwenden und bei der Auswahl der Filterkomponenten methodisch vorzugehen. Ein geeigneter erster Schritt beim Design eines störungsarmen Leistungswandlers ist es, das Datenblatt zu studieren und Evaluation Boards als Vorlagen heranzuziehen.

Literaturnachweise

[1] Anuj Narain: „Evolution of 48V starter-generator systems”, TI E2E Support Forums Technical Article, 23. Sept.2019.

[2] Jiri Panacek: „Bridging 12 V and 48 V in dual-battery automotive systems”, Texas Instruments White Paper (SLPY009), 2018.

[3] Inverter and motor control, Integrated circuits and reference designs from Texas Instruments

[4] Timothy Hegarty: „Why use PSR-flyback isolated converters in dual-battery mHEV systems”, Texas Instruments Analog Design Journal (SLYT791), 2. Quartal 2020.

* Marshall Beck ist Systems Engineer bei Texas Instruments.

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