Grundlagen der Signalintegrität Mit Terminierungen zu besserer Signalintegrität

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Wie Signalreflexionen in Übertragungsleitungen durch Impedanzsprünge entstehen und wie verschiedene Terminierungstechniken – insbesondere Serien- und Parallelterminierungen – dazu eingesetzt werden können, diese Reflexionen zu kontrollieren, erklärt Ihnen dieser Fachbericht.

Um eine gute Signalqualität zu erreichen, wird in bestimmten Situationen häufig die Verwendung einer speziellen Abschlusstechnik empfohlen. Bei der Integration solcher Abschlüsse ins Design stellen sich jedoch oft grundlegende Fragen. Trotz typischer Anwendungsfälle greifen Ingenieure gelegentlich auf Techniken zurück, die auf allgemeinen Empfehlungen oder Annahmen basieren – diese erweisen sich jedoch nicht immer als passend oder optimal für den konkreten Einsatzfall.

Warum Abschlüsse entscheidend sind

Ein fundiertes Verständnis darüber, warum Abschlüsse erforderlich sind und wie sie funktionieren, kombiniert mit dem Einsatz eines Signalintegritätssimulators, bildet eine wirkungsvolle Grundlage zur Lösung neuer Herausforderungen im Bereich der Signalabschlüsse. Dieser Artikel vermittelt dieses Grundlagenwissen, indem er die Ursachen von Signalreflexionen sowie zentrale Abschlusstechniken beleuchtet. Mit diesem Basiswissen kann ein Ingenieur dann mit einem Signalintegritätssimulator die Eignung einer bestimmten Terminierung für seinen Anwendungsfall bewerten.

Wenn Realität auf Theorie trifft

Abbildung 1 zeigt eine digitale Wellenform (grün), die das ideale Signal repräsentiert, das übertragen und empfangen werden soll. Überlagert ist eine analoge Wellenform (rot), die exemplarisch veranschaulicht, wie ein reales Signal am Empfänger aussehen kann. Deutlich erkennbar sind Überschwingen und sogenanntes „Ringing“ (Nachschwingen) – Effekte, die durch Impedanzunterbrechungen entstehen und sich mit geeigneten Abschlussmaßnahmen reduzieren lassen. Die Form und das Ausmaß solcher Signalintegritätsprobleme können stark variieren. In ausgeprägter Form führen sie zu Bitfehlern oder im Extremfall zu Schäden an Bauteilen.

Im Folgenden wird analysiert, wie solche Signalintegritätsprobleme entstehen und wie Abschlussmaßnahmen zur Lösung beitragen können. Dabei ist zu beachten, dass eine bestimmte Methode zur Begrenzung von Überschwingen und Ringing in einem Fall wirksam sein kann, in einem anderen jedoch wirkungslos bleibt. Ein konkretes Beispiel dafür folgt später. Zur Bewertung solcher Szenarien kommen in der Regel Signalintegritätssimulationen zum Einsatz.

Übertragungsleitungen und Reflexionen

Die Auslegung und Analyse der Signalintegrität berücksichtigt unter anderem die Leitungen, die für die Übertragung der Signale verantwortlich sind. Eine Übertragungsleitung besteht im Wesentlichen aus mehreren Leitern, die durch ein Dielektrikum getrennt sind, und elektromagnetische Energie von einem Punkt zum anderen leiten. Dabei fungiert mindestens ein Leiter als Referenz- oder Rückleiter, während ein anderer das Signal führt. Reale Übertragungsleitungen verhalten sich nicht ideal. Sie weisen Verzögerungen, Verluste und Kopplungseffekte auf, die sowohl das übertragene Signal als auch benachbarte Signale beeinträchtigen können. Abbildung 2 zeigt zwei typische Beispiele für Übertragungsleitungen auf Leiterplatten.

Reflexionen und ihr Ursprung

Die charakteristische Impedanz stellt eine grundlegende, wichtige Eigenschaft jeder Übertragungsleitung dar. Abbildung 3 zeigt eine Übertragungsleitung mit einer Impedanzunterbrechung, an der zwei Abschnitte mit unterschiedlichen charakteristischen Impedanzen (Z₀₁ und Z₀₂) aufeinandertreffen. Erreicht ein Signal diese Stelle, reflektiert ein Teil davon zur Quelle zurück und ein Teil wird übertragen. Die Berechnung der reflektierten Spannung erfolgt mithilfe des Reflexionskoeffizienten, der in Abbildung 3 dargestellt ist.

Die reflektierte Spannung ist dann die einfallende Spannung multipliziert mit dem Reflexionskoeffizienten. Die Gesamtspannung an der Übergangsstelle sowie im ersten Abschnitt ist die Summe der einfallenden und reflektierten Spannungen. Die im zweiten Abschnitt übertragene Spannung ergibt sich – stark vereinfacht – als Summe der einfallenden und reflektierten Spannungen.

Genauer betrachtet müssen Spannung und Strom über die Leitungsgleichungen beschrieben werden; für eine intuitive Darstellung reicht das additive Modell jedoch aus. Das reflektierte Signal bewegt sich entlang derselben Leitung zurück wie das ursprüngliche Ereignissignal, einschließlich Verzögerung. Daher dauert es einige Zeit, bis sich das reflektierte Signal von der Unterbrechung über die Übertragungsleitung zurück zur Quelle ausbreitet.

Impedanzunterbrechungen entstehen beispielsweise durch Änderungen im Querschnitt der Übertragungsleitung aufgrund von Geometrie- oder Materialänderungen. Eine Modifikation der Leiterbahnbreite wäre ein Beispiel dafür. Weitere Ursachen umfassen Vias, Steckverbinder, Komponentenanschlüsse und -gehäuse, Abzweigungen von Übertragungsleitungen, Unterbrechungen in Rückleitungspfaden sowie Ein- und Ausgangsimpedanzen von Bauelementen.

Fallbeispiel: CMOS-Treiber und Übertragungsleitung

Abbildung 4 zeigt ein Beispiel mit einem 3,3-V-CMOS-Treiber und -Empfänger, die über eine 50-Ω-Übertragungsleitung verbunden sind. Die Leitung weist eine Laufzeit von 10 ns auf. Der CMOS-Treiber besitzt eine niedrige Ausgangsimpedanz von etwa 4 Ω, während der Empfänger über eine sehr hohe Eingangsimpedanz verfügt – deutlich höher als 50 Ω. Obwohl die Leitung über ihre gesamte Länge eine konstante charakteristische Impedanz aufweist und somit keine Reflexionen innerhalb der Leitung selbst entstehen, treten Reflexionen an den Enden der Leitung auf – dort, wo das Signal auf die Impedanzen der Puffer trifft.

In der Abbildung stellt die rote Wellenform das Signal am Treiber dar, die grüne Wellenform das Signal am Empfänger. Beim Anlegen der steigenden Flanke durch den Treiber steigt die Spannung auf etwa 3 V. Aufgrund der geringen Ausgangsimpedanz des Treibers steigt sie nicht ganz auf 3,3 V an. Dieses Signal breitet sich entlang der 50-Ω-Leitung zum Empfänger aus und erreicht ihn nach 10 ns. Dort trifft es auf eine sehr hohe Eingangsimpedanz, was einem Reflexionskoeffizienten von nahezu 1 entspricht. Infolgedessen entsteht eine vollständige Reflexion mit einer Spannung von etwa 3 V, wodurch der Spannungspegel am Empfänger auf etwa 6 V (3 V + 3 V) ansteigt. In der Praxis würden parasitäre Effekte und Schutzstrukturen des Empfängers solche Spannungen abklemmen, sodass real meist deutlich geringere Werte auftreten. Das Beispiel dient hier der Veranschaulichung des Reflexionsprinzips.

Das reflektierte 3-V-Signal bewegt sich auf der 50-Ω-Übertragungsleitung zurück in Richtung Treiber und erreicht ihn weitere 10 ns später. Dort trifft es auf die niedrige Impedanz von etwa 4 Ω. Der Reflexionskoeffizient beträgt –0,85, wodurch eine Reflexionsspannung von –85 % des zuvor vom Empfänger reflektierten 3-V-Signals entsteht. Die Spannung am Sender ca. 20 ns nach Abgabe des Ausgangssignals ist die Summe der ursprünglich abgegebenen Spannung (3 V) plus der reflektierten Spannung vom Empfänger (3 V) zuzüglich der neu reflektierten Spannung am Sender (–2,5). Das sind ca. 3,5 V (3 V + 3 V – 2,5 V).

Die negativ reflektierte Spannung von –2,5-V-Spannung vom Sender breitet sich dann in Richtung Empfänger aus, wo eine weitere positive Reflexion entsteht. Dieser Zyklus setzt sich fort, wodurch sich das charakteristische Überschwingen und Ringing ergibt, wie bereits in Abbildung 1 zu sehen war. Ursache ist das wiederholte Hin- und Herlaufen der reflektierten Signale entlang der Übertragungsleitung.

Impedanzunterbrechungen lassen sich in vielen Anwendungen nicht vollständig vermeiden. Ihre Auswirkungen auf die Signalintegrität können jedoch häufig durch gezielte Abschlussmaßnahmen reduziert werden.

Abschlussmaßnahmen zur Steuerung von Reflexionen

Abbildung 5 erweitert das vorherige Beispiel um einen zusätzlichen Widerstand Rs, der nahe am Sender platziert ist. In Kombination mit der Ausgangsimpedanz des Treiberpuffers (ZQuelle) ergibt sich daraus eine neue effektive Sendeimpedanz ZTX. Diese ist die Summe aus Rs und der Ausgangsimpedanz des Puffers (ZQuelle). Diese Konfiguration wird als Serienabschluss bezeichnet. Das Prinzip dieser Methode besteht darin, die erste Reflexion vom Empfänger zuzulassen, jedoch weitere Reflexionen zu unterbinden, indem keine Reflexionen am Sender erlaubt werden. Um Reflexionen vom Sender zu verhindern, muss der Reflexionskoeffizient an dieser Stelle null sein. Um dies zu erreichen, wird Rs auf die Differenz der Übertragungsleitungs-Kennlinienimpedanz und der Übertragungspuffer-Ausgangsimpedanz gesetzt, oder Rs = Z0 – ZQuelle.

In dieser Anordnung bilden die effektive Sendeimpedanz (ZTX) und die charakteristische Impedanz der Übertragungsleitung (Z0) einen Spannungsteiler. Liegen beide Werte gleich, erreicht nur die Hälfte der Quellenspannung die Übertragungsleitung – wie in der roten Wellenform dargestellt. Diese Spannung breitet sich dann auf der Übertragungsleitung mit der Kennlinie Z0 zum Empfänger aus, wo sie auf eine sehr hohe Impedanz trifft. Der Reflexionskoeffizient liegt dort bei etwa 1.

Bei einer Reflexion von etwa 100 % ist die Spannung am Empfänger etwa doppelt so hoch wie die ankommende Spannung. Da die einfallende Spannung die Hälfte der Quellenspannung betrug, führt die Addition von einfallender und reflektierter Spannung am Empfänger zu exakt diesem ursprünglichen Quellwert, was das Ziel ist. Dies ist in der grünen Wellenform in der Abbildung zu sehen. Die reflektierte Spannung gelangt anschließend entlang der Übertragungsleitung mit der charakteristischen Impedanz Z0 zurück zum Sender. Dort trifft sie auf die effektive Ausgangsimpedanz ZTX, die Z0 entspricht. Diese Übereinstimmung verhindert eine erneute Reflexion, was auch das Ziel ist. Die erste Reflexion lässt sich physikalisch nicht vermeiden, sie wird aber durch den Serienwiderstand absorbiert, sodass kein dauerhaftes Ringing entsteht.

Abschlussmethoden im Vergleich

Durch den gezielten Serienabschluss lässt sich die Reflexion am Empfänger kontrolliert nutzen, während nachfolgende Reflexionen am Sender wirksam unterdrückt werden. Voraussetzung für diesen Effekt ist die Platzierung von Rs nahe am Sender. Wird der Widerstand weiter entfernt eingesetzt, trifft das reflektierte Signal zunächst auf den Serienwiderstand, dann auf eine zusätzliche Verbindung mit abweichender Impedanz und schließlich auf ZQuelle.

Zusammenfassend lässt sich sagen, dass die Reflexionen mithilfe eines Serienwiderstands (Serienterminierung) kontrolliert wurden, indem die Reflexion am Empfänger zugelassen und das reflektierte Signal am Sender terminiert wurde, um weitere Reflexionen zu unterbinden. Der Widerstand Rs muss dabei möglichst nahe am Sender platziert werden. Andernfalls trifft die reflektierte Welle zunächst auf Rs, dann auf eine weitere Impedanz in der Verbindung zwischen Rs und dem Sender, bevor sie schließlich ZQuelle erreicht – eine Anpassung an die charakteristische Impedanz der Leitung findet so nicht statt.

Abbildung 6 zeigt verschiedene weitere Abschlusskonzepte, die alle mit identischem Sender, Empfänger und derselben Übertragungsleitung arbeiten. Zum Vergleich ist auch ein Beispiel mit Serienabschluss enthalten (grüne Wellenform). Die übrigen Varianten setzen den Abschluss am Empfangsende der Übertragungsleitung anstelle des Senderendes ein. Diese Ansätze zielen darauf ab, die charakteristische Impedanz der Übertragungsleitung auf der Empfängerseite anzupassen, um Reflexionen an dieser Stelle zu vermeiden. Die am Empfänger ankommenden Signale haben sich entlang der charakteristischen Impedanz der Übertragungsleitung fortgepflanzt und treffen dann am Empfänger auf eine Impedanz mit dem gleichen Wert, sodass keine Reflexionen auftreten. Die Impedanz am Empfänger ist die Parallelschaltung aus der Abschlussimpedanz und der Eingangsimpedanz des Empfängers. Da die Puffereingangsimpedanz in diesem Fall sehr groß ist, entspricht die effektive Impedanz am Empfänger in etwa der des Abschlusses.

In der Praxis können allerdings Bauelemente und ihre Gehäuse zusätzliche Einflüsse auf die Signalintegrität ausüben. Signale, die beispielsweise an den Pins einer Empfangskomponente ankommen, müssen möglicherweise noch zusätzliche Verbindungen des IC-Gehäuses durchlaufen, bevor sie den eigentlichen Eingangspuffer erreichen. Manche Komponenten verfügen auch über Abschlüsse auf dem Die, die eine sehr nahe Platzierung des Abschlusses am Empfänger ermöglichen. Zur Vereinfachung liegt der Fokus hier zunächst auf den grundlegenden Konzepten. Die Auswirkungen des IC-Gehäuses bleiben unberücksichtigt, unter der Annahme, dass es nur einen geringen Einfluss auf das Signalverhalten hat.

Alle in Abbildung 6 dargestellten Abschlussvarianten zeigen ein ähnliches Verhalten: Stimmen Abschlussimpedanz und charakteristische Impedanz der Übertragungsleitung gut überein, entsteht am Empfänger ein sauberes Signal mit minimalem Überschwingen und Ringing. Obwohl jede Variante Reflexionen wirksam dämpfen kann, unterscheiden sich die Optionen hinsichtlich ihrer Eigenschaften und Anforderungen. Zu den zentralen Kriterien gehören die Anzahl der erforderlichen Komponenten, die Verlustleistung, das Spannungsniveau sowie die physikalische Platzierung. Ein RC-Abschluss (Widerstand und Kondensator) etwa erzeugt eine stärkere Signalverzerrung als ein Abschluss mit einem einfachen Widerstand, führt jedoch keinen Gleichstrom ab und reduziert somit die Verlustleistung. Gleichzeitig erfordert er zwei Abschlusskomponenten anstatt einer.

Herausforderungen bei Multi-Load-Topologien

Abbildung 7 zeigt ein Multi-Load-Beispiel ohne Abschluss. Das Signal an der am weitesten vom Treiber entfernten Last (grün) zeigt dabei die beste Signalform. In Richtung des Treibers verschlechtern sich die Signalformen an den übrigen Lasten zunehmend, je näher sie am Treiber liegen.

Abbildung 8 zeigt das vorherige Multi-Load-Beispiel mit einem Serienabschluss. Die resultierenden Wellenformen ähneln jedoch denen ohne Abschluss. In dieser Konfiguration bietet der Serienabschluss kaum Vorteile: Es gibt immer noch Reflexionen von den Lasten, und obwohl sie am Sender abgeschlossen sind, beeinflussen sie die anderen Lasten.

Abbildung 9 zeigt das Multi-Load-Beispiel mit einem Parallelabschluss. Das eintreffende Signal breitet sich zu jeder Last aus und wird am Ende hinter der letzten Last terminiert, sodass dort keine Reflexionen auftreten. Die statischen Spannungspegel fallen durch den Parallelabschluss zwar etwas niedriger aus, dennoch zeigen die Signalverläufe an allen Lasten ein stabiles und sauberes Verhalten. Dabei wird angenommen, dass die Abzweigungen (Stubs) zu den einzelnen Lasten sehr kurz sind; wären sie länger, könnten Reflexionen an diesen Abzweigungen entstehen.

Fazit

Die gezeigten Beispiele veranschaulichen zentrale Konzepte zu Reflexionen und Abschlusstechniken, ohne jedoch alle möglichen Konstellationen abzudecken. Sie sind bewusst idealisiert dargestellt; reale Hochgeschwindigkeitssysteme beinhalten zusätzlich Effekte wie parasitäre Kapazitäten, nichtlineare Treiberkennlinien oder On-Die-Termination. Die Grundprinzipien bleiben dennoch dieselben.

Sie schaffen eine Grundlage, auf der sich das erworbene Verständnis auch in anderen Situationen gezielt anwenden lässt. Mit diesem Wissen lässt sich ein Signalintegritätssimulator gezielt einsetzen, um geeignete Verbindungstopologien und Terminierungen zu analysieren, zu bewerten und anwendungsspezifisch auszuwählen.

Für ein vertieftes Verständnis von Übertragungsleitungen, Reflexionsverhalten und Abschlussmethoden bietet das E-Book „Grundlagen der Signalintegrität“ von Siemens DISW/EDA weiterführende Informationen. In diesem Buch geht der Autor auch auf folgende Faktoren ein, die zur Erzielung einer optimalen Signalintegrität beitragen: Grundlagen der Signalintegrität, Übersprechen, Differenzialpaare, Vias und Beeinträchtigungen sowie Zeitplanung. (sb)

Generative KI im EDA-Workflow

Siemens EDA integriert KI-Agenten in Leiterplatten- und Halbleiterdesign-Tools

* John Golding ist Senior Applications Engineer Consultant bei Siemens EDA. Er arbeitet seit über zehn Jahren mit Ingenieuren in verschiedenen Branchen zusammen, um deren Herausforderungen im Bereich der Signal- und Power-Integrity-Analyse zu lösen. Vor seiner jetzigen Tätigkeit war er 18 Jahre lang als Hardware-Ingenieur für das Design, die Analyse und die Verifizierung von Hochgeschwindigkeits-Kommunikationsprodukten verantwortlich. John Golding hat einen BSEE-Abschluss der University of Michigan und einen MSEE-Abschluss der Illinois Tech.

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