Kompensation eines rauscharmen Netzteils mit zweistufigem Filter

Power-Tipps von TI, Teil 52 Kompensation eines rauscharmen Netzteils mit zweistufigem Filter

14.03.2013Autor / Redakteur: Robert Kollman * / Johann Wiesböck

In bestimmten rauscharmen Anwendungen kann es erforderlich sein, die Restwelligkeit des Netzteils auf weniger als 0,1 % der Ausgangsspannung zu reduzieren. Die Forderung nach einer derart geringen Brummspannung kann den Einsatz von Filtern mit einer Dämpfung von deutlich über 60 dB erforderlich machen, die in einstufiger Ausführung praktisch nicht realisiert werden können.

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Bild 1: Die Current Mode-Regelung verringert die Ordnung des Systems um eins
(Bild: TI)

Im letzten Power Tipp ging es um das Design eines solchen Filters und seine Simulation im Zeitbereich. Thema des hier vorliegenden Power Tipps nun ist das Design der Rückkoppelschleife um solch einen Filter mithilfe von P-SPICE.

Die Verwendung eines aus zwei Stufen zusammengesetzten Filters ist der eigentliche Kniff beim Erzielen einer rauscharmen Ausgangsspannung. Die Bauelemente, die mit einem solchen Filter zu der Schaltung hinzukommen, sorgen allerdings für eine zusätzliche Phasenverschiebung, die Probleme für die Regelschleife des Netzteils heraufbeschwören können.

Im Power Tipp Nr. 51 wurde als Abhilfe eine Strategie zur Minimierung dieser Phasenverschiebung vorgeschlagen. Diese Strategie bestand in einer Bedämpfung des Netzteilfilters und sah außerdem vor, den Großteil der Kapazität des Netzteils an den Ausgang des zweistufigen Filters zu verlagern. Nachfolgend wird gezeigt, wie sich die Phasenverschiebung in unserer Regelschleife mithilfe der Peak Current Mode-Regelung weiter minimieren lässt. Auf diese Weise gelingt es selbst mit dem zweistufigen Filter, den Regelkreis auch bei hohen Frequenzen mit hinreichender Phasenreserve zu schließen.

Bild 1 zeigt das P-SPICE-Simulationsmodell des Netzteils, das hier als Beispiel dienen soll. Grundlage des Modells ist der Baustein TPS54620, ein synchroner Tiefsetzsteller mit integriertem FET. Es gliedert sich in vier Abschnitte (Leistungs-Teil und Filter, Fehlerverstärker, Modulator-Verzögerung und Ausgangsteiler). Der Leistungs-Teil des Modells bedient sich der Current-Mode-Regelung des Controller-IC. Diese Art der Regelung verwandelt die Ausgangsdrossel in eine spannungsgesteuerte Stromquelle (VCCS; G4 in Bild 1), die den nachfolgenden Teil des Ausgangsfilters und den Lastwiderstand speist.

Diese Transformation bewirkt, dass sich die Ordnung des Systems effektiv um eins verringert. Außerdem wird ein Paar komplexer Polstellen eliminiert, die die Kompensation problematisch machen. Von der Ausgangsspannung des Netzteils (Knoten RLoad:2) zweigt der Ausgangsteiler einen gewissen Teil ab, der vom Fehlerverstärker (G2) mit der Referenzspannung (Vref) verglichen wird.

Wie wir später noch sehen werden, entsteht durch den Kondensator C13 im Spannungsteiler ein Pol/Nullstellen-Paar in der Regelschleife, wodurch die Phasenreserve größer wird. Der Verstärker wird wie eine zweite VCCS (G2) behandelt und speist die internen und externen Kompensations-Bauelemente. Gepuffert durch die spannungsgesteuerte Spannungsquelle E2, steuert der Ausgang die Verzögerungsleitung T1 an, mit deren Hilfe die Verzögerung des Modulators im Leistungs-Teil nachgebildet wird (siehe Power Tipp 50).

Bild 2: Die zweite Filterstufe sorgt für eine zusätzliche Phasenverzögerung von 90° und reduziert die Verstärkung um 30 dB.
(Bild: TI)

Bild 2 zeigt die erste Simulation, die wir benötigen, um die Kompensation des Netzteils zu untersuchen und zu planen. Das Diagramm zeigt die Spannungsverstärkung und den Phasengang vom Ausgang des Fehlerverstärkers (C7:2) zum ersten Knoten (L2:1) und zum zweiten Knoten des Ausgangsfilters (RLoad:2). An dieser Stelle hat man die Möglichkeit, den Regelpunkt des Netzteils festzulegen. Im vorliegenden Beispiel streben wir ein Schließen des Regelkreises bei 100 kHz an. Wir könnten den Regelkreis auch im ersten Abschnitt schließen und müssten dann nur eine Phasenverschiebung von 90° kompensieren. In diesem Fall aber könnten wir keine Schwankungen des Ausgangs kompensieren, die durch Widerstände in der Drossel der zweiten Stufe oder durch dynamische Effekte im zweistufigen Filter entstehen. Wenn wir uns entscheiden, die zweite Stufe in den Regelkreis einzubinden, ist es notwendig, eine weitere nacheilende Phasenverschiebung um 90° aus der stark bedämpften zweiten Stufe sowie 30 dB an zusätzlicher Verstärkung zu kompensieren. Allerdings hat diese Lösung den Vorteil, dass sich das statische und dynamische Regelverhalten des Netzteils entscheidend verbessert.

Bild 3: Die Current-Mode-Regelung, Dämpfungsmaßnahmen und eine zusätzliche Nullstelle ermöglichen eine Durchtrittsfrequenz nahe 100 kHz
(Bild: TI)

In Bild 3 ist der Verstärkungs- und Phasengang vom Knoten VAC zum Teiler/Kompensator am Ausgang des Fehlerverstärkers (C7:2) und zum Regelkreis insgesamt (RLoad:2) dargestellt. In der Teiler/Kompensator-Stufe sorgt ein Verstärker vom Typ 3 für eine Phasenvoreilung, um im Modulator/Leistungs-Teil der Schleife im Bereich von 100 kHz eine Phasenverschiebung von 180° zu erreichen.

Das Verhalten nach Typ 3 wird durch die Tatsache begünstigt, dass die Ausgangsspannung verglichen mit der Referenzspannung groß ist, sodass ein großes Teilerverhältnis erforderlich ist. Dieses große Teilerverhältnis macht es wiederum möglich, mit C13 ein Pol/Nullstellen-Paar zu erzeugen. Die maximale Phasenvoreilung erfolgt am geometrischen Mittelwert beider Frequenzen. Da sich dieser in der Nähe des Teilerverhältnisses befindet, lässt sich die Nullstelle einfach berechnen, indem man die Frequenz mit der maximalen Phase (Durchtrittsfrequenz) mit der Quadratwurzel des Teilerverhältnisses multipliziert. Die zweite Nullstelle des Kompensators wird durch das Integrierglied aus dem Kondensator C3 und dem Widerstand R3 definiert.

Abschließend muss auch die bandbreitenbegrenzende Wirkung des Fehlerverstärkers berücksichtigt werden, die in diesem Fall durch Reramp und C7 festgelegt wird. Die Bandbreite des Regelkreises insgesamt liegt bei 100 kHz, bei einer Phasenreserve von 45°. Dieses Ergebnis wird erreicht, obwohl ein zweistufiges Filter potenziell eine Phasenverschiebung um 360° verursachen und es durch die Phase des Modulators zu einer weiteren Phasenverschiebung kommen könnte. Die wichtigsten Gründe für die große Bandbreite sind die Current-Mode-Regelung, die Bedämpfung der zweiten Filterstufe und die Verwendung von C13 im Ausgangsteiler, um dem Regelkreis eine zusätzliche Nullstelle zu geben.

P-SPICE kann also bei der Synthese und Analyse des Regelkreises für ein Netzteil mit zweistufigem Filter eine große Hilfe sein. Es gelang, die Wirkung der Current-Mode-Regelung, der Bedämpfung des zweistufigen Filters und der durch die Widerstände des Spannungsteilers erzeugten zusätzliche Nullstelle im Regelkreis vorherzusagen. Ebenso war es möglich, eine nahe 100 kHz liegende Bandbreite zu synthetisieren, obwohl das Filter potenziell eine Phasenverschiebung um 360° verursachen kann.

In der nächsten Ausgabe geht es um die Induktivität von Leiterbahnen.

Weitere Informationen zu dieser und anderen Power-Lösungen finden Sie auf www.ti.com/power-ca sowie unter www.elektronikpraxis.de/power-tipps.

* Robert Kollman ist Senior Applications Manager und Distinguished Member of Technical Staff bei Texas Instruments

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