DC/DC-Wandler Invertierende Buck/Boost-Topologie in Hochvolt-Anwendungen einsetzen

Wie findet man auf einfache Weise die richtige Spule für invertierende Hochvolt-Buck/Boost-Topologien? Ganz einfach: Indem man vereinfachte Gleichungen für den Tastgrad verwendet, um die Welligkeit des Spulenstroms in Abhängigkeit von der Eingangsspannung der Schaltung bei verschiedenen Ausgangsspannungen in einem Diagramm darzustellen und die Ergebnisse anschließend mit der Simulationssoftware LTspice überprüft.

Für Anwendungen, in denen eine negative Versorgungsspannung erzeugt werden muss, kommen mehrere Topologien in Frage. Im Artikel „The Art of Generating Negative Voltages“ [1] ist dies detailliert beschrieben.

Sperr- und Ćuk-Wandlerlösungen erweisen sich wegen der Baugrößen der magnetischen Bauteile oft als unhandlich. Invertierende Buck/Boost-Wandler, die, wie bereits der Name vermuten lässt, eine negative Ausgangsspannung liefern, bieten daher und unter den erwähnten Bedingungen den besten Kompromiss aus hohem Wirkungsgrad und kleinem Formfaktor.

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Um jedoch die Vorteile von invertierenden Buck/Boost-Wandlern nutzen zu können, sollten Entwickler über den Betrieb dieser Topologie bei hohen Spannungen bestens Bescheid wissen. Bevor sich der Beitrag einzelnen Details widmet, erfolgt zunächst eine kurze Betrachtung der invertierenden Buck/Boost-Topologie. Anschließend werden die kritischen Strompfade (Hot Loops) der invertierenden Buck/Boost-, Buck- und Boost-Topologien verglichen.

Die drei grundlegenden nicht-isolierten Topologien

Der invertierende Buck/Boost-Wandler gehört zu den drei grundlegenden nicht-isolierten Schalttopologien. Diese Topologien bestehen aus einem Steuertransistor (normalerweise ein MOSFET), einer Diode (eine Schottky-Diode oder eine aktive Diode - der synchrone MOSFET) und einer Leistungsdrossel als Energiespeicher. Die Verbindung zwischen den drei Elementen wird als Schaltknoten bezeichnet. Aus der Positionierung der Leistungsinduktivität in Bezug zum Schaltknoten, ergibt die Topologie.

Befindet sich die Spule zwischen Schaltknoten und Ausgang, erhält man einen DC/DC-Buck- oder Abwärtswandler. Alternativ lässt sich durch die Positionierung der Spule zwischen Eingang und Schaltknoten ein DC/DC-Boost- oder Aufwärtswandler realisieren. Beim invertierenden DC/DC-Buck/Boost-Wandler befindet sich die Spule zwischen Schaltknoten und Masse (GND).

Während jeder Schaltperiode, und sogar im nicht-lückenden Betrieb (Continuous Current Mode, CCM), enthalten alle drei Topologien Bauteile und Leiterbahnen, die schnell schaltenden Strömen ausgesetzt sind. Daraus resultiert Rauschen aufgrund der Schaltübergänge (Bild 1c, Bild 2c und Bild 3c). Indem man kritische Schaltungsbereiche (Hot Loops) möglichst eng und kompakt ausführt, lassen sich die von der Schaltung abgestrahlten elektromagnetischen Störungen (EMI) verringern.

Zu erwähnen ist, dass eine Hot Loop nicht unbedingt eine physikalische Schleife ist, durch die Strom fließt. Bei den in den Bildern 1, 2 und 3 gekennzeichneten Hot Loops treten die steilen Stromübergänge bei den rot und blau gekennzeichneten Bauteilen und Leiterbahnen nicht in derselben Richtung auf.

Bei dem invertierenden Buck/Boost-Wandler in Bild 3 besteht die Hot Loop aus C_INC, Q₁ und D₁. Gegenüber der Hot Loop der Buck- und Boost-Topologien enthält der kritische Schaltungsbereich des invertierenden Buck-/Boost-Wandlers Bauteile, die sich sowohl auf der Eingangs- als auch auf der Ausgangsseite befinden.

Von diesen Bauteilen erzeugt die Diode (beziehungsweise die Body-Diode beim Einsatz eines synchronen MOSFET) aufgrund ihrer Rückwärtserholung beim Einschalten des Steuer-MOSFET das größte di/dt und die höchste EMI.

Um die abgestrahlte EMI auf der Ein- und Ausgangsseite einzudämmen, ist ein sorgfältiges Layout erforderlich. Damit lässt sich vermeiden, dass durch übermäßige Stromwelligkeit an der Spule zusätzliche elektromagnetische Störungen entstehen. Die erforderliche Induktivität des invertierenden Buck/Boost-Wandlers bei hohen Ein- und/oder Ausgangsspannungen ist daher nicht zu unterschätzen. Dieses Risiko besteht für Entwickler, die sich bei der Dimensionierung der Induktivität für ihre invertierende Buck/Boost-Schaltung darauf verlassen, dass sie mit der Boost-Topologie vertraut sind. Ein Vergleich beider Topologien schafft Klarheit.

Invertierende Buck/Boost-Wandler für hohe Spannungen

Sowohl Boost- als auch invertierende Buck/Boost-Wandler können eine Ausgangsspannung erzeugen, welche im Betrag höher sein kann als die Eingangsspannung.

Es gibt jedoch maßgebliche Unterschiede zwischen beiden Topologien, die mit Hilfe ihrer jeweiligen Tastgrade im CCM-Betrieb (Gleichungen 1 und 2) hervorgehoben werden können. Zu beachten ist, dass es sich um Werte einer Näherung erster Ordnung handelt, die Effekte wie Spannungsabfälle durch Schottky-Dioden und Leistungs-MOSFETs nicht berücksichtigen.

Die Näherung erster Ordnung für die Variation dieser Tastgrade in Abhängigkeit von |V_OUT| und mit V_IN = 12 V ist in Bild 4 links aufgetragen. Wenn man in beiden Fällen eine Schaltfrequenz (f_SW) von 1 MHz und eine Induktivität von 1 µH für die Leistungsspule annimmt, erhält man auf der rechten Seite von Bild 4 die Stromwelligkeit der Spule in Abhängigkeit von der Ausgangsspannung V_OUT.

Bild 4 zeigt, dass der Tastgrad eines invertierenden Buck/Boost-Wandlers bereits bei einem viel niedrigeren Betrag der Spannung V_OUT als die des Aufwärtswandlers (12 bzw. 24 V) bei über 50 Prozent liegt. Bild 5 verdeutlicht dies.

Bei einem Boost-Wandler befindet sich die Induktivität im Pfad zwischen Ein- und Ausgang. Daher addiert sich die Spannung durch die Leistungsinduktivität (V_L) zu V_IN, um die erforderliche Ausgangsspannung V_OUT zu liefern.

Beim invertierenden Buck/Boost-Wandler ist V_L jedoch der einzige Faktor, welcher zur erreichten Ausgangsspannung beiträgt. In diesem Fall muss die Leistungsinduktivität viel mehr Energie an den Ausgang liefern, was erklärt, warum der Tastgrad bereits bei einem viel niedrigeren Betrag der Ausgangsspannung (|V_OUT|) 50 Prozent erreicht.

Festzustellen ist, dass mit abnehmendem Verhältnis |V_OUT|/V_IN der Tastgrad für den invertierenden Buck/Boost-Wandler viel langsamer abfällt als für den Boost-Wandler. Diese Tatsache ist wichtig und bei der Entwicklung zu berücksichtigen. Bild 6 verdeutlicht den Zusammenhang. Die Näherung erster Ordnung des Tastgrads und der Welligkeit des Spulenstroms sind in Bild 6 neu eingezeichnet, diesmal jedoch in Abhängigkeit von V_IN.

Wie aus Bild 6 ersichtlich, ist die Stromwelligkeit der Spule (ΔI_L) proportional zu V_IN und D. Bei einem Boost-Wandler sinkt der Tastgrad schneller als V_IN steigt, wenn VIN größer als die Hälfte von V_OUT wird. Und zwar von 50 Prozent bei V_IN = 24 V auf ein Viertel dieses Wertes bei V_IN = 42 V (blaue Kurve in Bild 6 links). Somit nimmt ΔI_L bei einer Eingangsspannung VIN von über 24 V für den Boost-Wandler rechts in Bild 6 schnell ab.

Für invertierende Buck/Boost-Wandler wurde jedoch bereits in Bild 4 gezeigt, dass D sehr langsam abnimmt, wenn |V_OUT|/V_IN abnimmt oder, anders ausgedrückt, wenn V_IN bei einem festen Betrag der Ausgangsspannung |V_OUT| steigt. Aus der grünen Kurve in Bild 6 links ist dies ersichtlich. Der Tastgrad nimmt lediglich um 25 Prozent ab, wenn V_IN um 62,5 Prozent von 48 auf 78 V steigt. Da die Abnahme von D den Anstieg von V_IN nicht kompensiert, steigt die Welligkeit des Spulenstroms mit V_IN deutlich (grüne Kurve rechts in Bild 6).

Insgesamt betrachtet, erklärt die höhere Welligkeit des Spulenstroms, mit welcher der invertierende Buck/Boost-Wandler im Vergleich zum Boost-Wandler unter Hochvoltbedingungen möglicherweise konfrontiert werden kann, warum die erstgenannte Topologie höhere Spulenwerte erfordert, wenn sie mit derselben f_SW arbeitet.

Wenden wir dieses Wissen in einem konkreten Fall an, und zwar mit Hilfe von Bild 7, das ebenfalls auf Näherungen erster Ordnung beruht.

Anwendung mit großem Eingangsspannungsbereich und hohem Ausgangsstrom

Man stelle sich eine Anwendung mit V_IN = 7 bis 72 V und V_OUT = –12 V bei 5 A vor. Aufgrund des hohen Ausgangsstroms wird der Synchron-Controller LTC3896 gewählt, mit dem sich außerdem ein hoher Wirkungsgrad erreichen lässt.

Auswahl der Induktivität

Beim Betrieb des LTC3896 im CCM-Modus wird empfohlen, ΔI_L zwischen 30 und 70 Prozent von I_OUT,MAX zu halten, was im hier erläuterten Beispiel 5 A entspricht. Daher soll die Schaltung für ΔI_L zwischen 1,5 und 3,5 A über den gesamten Eingangsspannungsbereich ausgelegt werden.

Die Einhaltung dieses empfohlenen Bereichs zwischen 30 und 70 Prozent von I_OUT,MAX bedeutet, dass nur ein Verhältnis von bis zu 2,33 – d. h. 70 Prozent geteilt durch 30 Prozent - zwischen der höchsten und der niedrigsten Stromwelligkeit über dem Eingangsspannungsbereich zulässig ist. Dies ist keine triviale Aufgabe für eine Topologie wie den invertierenden Buck/Boost-Wandler, bei dem sich ΔI_L erheblich mit V_IN ändert, wie zuvor beobachtet.

Aus Bild 7 ist ersichtlich, dass sich bei f_SW = 1 MHz und L = 1 µH die Stromwelligkeit der Spule zwischen 4,42 und 10,29 A ändern würde, was viel zu viel ist. Um das niedrigste ΔI_L auf die empfohlene Untergrenze von 1,5 A oder 30 Prozent von I_OUT,MAX zu bringen, ist der bestehende Wert von 4,42 A um den Faktor drei zu verringern.

Dies ist erreichbar, indem man f_SW auf 300 kHz mit einem 47,5-kΩ-Widerstand am FREQ-Pin einstellt und eine Induktivität mit 10 µH wählt. Dadurch wird ΔI_L um (1 µH × 1 MHz)/(300 kHz × 10 µH) = 1/3 verkleinert. Dank dieser Skalierung sollte die Welligkeit des Spulenstroms (ΔI_L) nun zwischen etwa 1,5 und 3,4 A (zwischen 30 und 68 Prozent von I_OUT,MAX) über den gesamten Eingangsspannungsbereich variieren. Also genau im empfohlenen Bereich. Man erhält die auf der letzten Seite des Datenblatts zum LTC3896 gezeigte Schaltung (Bild 8).

Die Induktivität mit LTspice überprüfen

Genauere Werte für die Welligkeit des Spulenstroms lassen sich durch die Simulation der Schaltung in Bild 8 mit der Simulationssoftware LTspice ermitteln (Bild 9).

In Bild 10 beträgt ΔI_L etwa 1,45 beziehungsweise 3,5 A bei V_IN = 7 und 72 V. Dies stimmt mit den Näherungswerten erster Ordnung überein, die zuvor mit Bild 7 und der Skalierung von f_SW und L ermittelt wurden. Man beachte, dass der in Bild 10 gemessene Spulenstrom als positiv angesehen wird, wenn er in Richtung R_SENSE fließt.

Ein weiterer Vorteil der Simulation mit LTspice ist, dass sich der Spitzenstrom der Spule im Betrieb und bei der niedrigsten Eingangsspannung von 7 V ermitteln lässt. Bild 10 zeigt, dass der Spitzenspulenstrom der Anwendung fast 15,4 A beträgt. Dadurch, dass dieser Wert bekannt ist, können Entwickler eine Leistungsinduktivität mit einem ausreichend hohen Stromwert auswählen.

Entwickeln für noch höhere Ausgangsspannungen

In Bild 7 sind die Werte für die Welligkeit des Spulenstroms auch für einen angenommenen Fall mit einem Eingangsspannungsbereich von 12 bis 40 V und einer Ausgangsspannung von –150 V angegeben.

Als erstes ist festzustellen, dass die Welligkeit des Spulenstroms bei gleichen Werten für f_SW und L bei höheren Ausgangsspannungen V_OUT sich deutlich erhöht. So hohe Werte für ΔI_L sind oft inakzeptabel.

Daher muss man im Vergleich zum vorherigen Beispiel einen höheren Skalierungsfaktor für die Verkleinerung anwenden, was bei gleicher f_SW eine höhere Induktivität bedeutet.

Die zweite Feststellung bezieht sich auf die Änderung von ΔIL über den gesamten Eingangsspannungsbereich. Im vorherigen Beispiel mit V_OUT = –12 V stieg ΔI_L von der niedrigsten zur höchsten Welligkeit nur um einen Faktor von etwa 2,33, während sich die Eingangsspannung um mehr als das Zehnfache erhöhte.

Im vorliegenden Fall mit V_OUT = –150 V steigt ΔI_L bereits um den Faktor 2,85 von der niedrigsten zur höchsten Welligkeit des Spulenstroms. Und das, obwohl die Eingangsspannung nur um den Faktor 3,33 von 12 auf 40 V steigt.

Glücklicherweise gibt es solche Herausforderungen nur im Continuous Current Mode (CCM). Im Discontinuous Current Mode (DCM) gelten Beschränkungen wie 30 bis 70 Prozent von I_OUT(MAX) nicht mehr. Es wäre ohnehin zu mühsam, V_IN = 12 V auf V_OUT = –150 V bei I_OUT(MAX) = 5 A in einem einzigen Schritt umzusetzen. Sollten Entwickler solche Spannungswandlungen benötigen, ist der erforderliche Ausgangsstrom in der Regel gering, was bedeutet, dass im DCM-Modus gearbeitet wird. Dies ist zum Beispiel bei der Schaltung auf der letzten Seite des Datenblatts zum LTC3863 der Fall (Bild 11).

Aufgrund der niedrigen Ströme war der Einsatz eines nichtsynchronen Controllers wie der LTC3863 ausreichend, um unter diesen Bedingungen einen akzeptablen Wirkungsgrad zu erzielen. Im Falle der im DCM-Modus arbeitenden Schaltung mit dem LTC3863 ist die in LTspice enthaltene LTC3863-Schaltung ein gutes Werkzeug, um die Spulenauswahl zu optimieren.

Fazit

Die Hot Loop der invertierenden Buck/Boost-Topologie umfasst Bauteile sowohl auf der Eingangs- als auch auf der Ausgangsseite. Dadurch lässt sich das Layout schwieriger realisieren als mit der Buck- und der Boost-Topologie.

Obwohl es einige Parallelen zur Boost-Topologie gibt, sind invertierende Buck/Boost-Wandler unter ähnlichen Anwendungsbedingungen einer wesentlich höheren Welligkeit des Spulenstroms ausgesetzt. Dies ist so, weil bei invertierenden Buck/Boost-Wandlern die Spule die einzige Energiequelle für den Ausgang ist (lässt man die Ausgangskapazität außer Acht).

Bei invertierenden Buck/Boost-Anwendungen mit hohen Ein- und/oder Ausgangsspannungen ist die Welligkeit des Spulenstroms möglicherweise noch höher. Um sie einzudämmen, kommen im Vergleich zur Boost-Topologie Induktivitäten mit höheren Werten zum Einsatz. An einem praktischen Beispiel zeigt der Beitrag, wie sich der Wert der Induktivität entsprechend den Anwendungsbedingungen schnell skalieren lässt. (tk)

Referenz

[1] Dostal, Frederik. „The Art of Generating Negative Voltages.“ Power Systems Design, Januar 2016.

* Olivier Guillemant ist Central Applications Engineer bei Analog Devices in München.

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